光电振荡环路的微波光子变频与移相技术研究

李诚鑫; 张宝富; 卢麟; 滕义超; 李建华

doi:doi:10.3788/CJL201946.0101001

中国激光, 2019, 46 (1): 0101001, 网络出版: 2019-01-27

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Microwave Phonotic Frequency Conversion and Phase-Shifting Technology of Photoelectronic Oscillator Loop

论文大纲

李诚鑫 ¹张宝富 ^1,*卢麟 ¹滕义超 ²李建华 ¹

作者单位

¹ 陆军工程大学通信工程学院, 江苏南京 210007

² 陆军工程大学野战工程学院, 江苏南京 210007

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摘要

微波光子变频与移相技术是微波光子雷达的两个关键技术, 若在实现微波光子变频的同时完成移相, 可以大幅降低微波光子雷达系统的复杂度和体积。本研究基于光电振荡环路提出一种可同时完成微波光子变频与移相的方法, 利用光电振荡环路对基频微波信号进行上变频, 通过改变光电振荡器的输出频率, 实现1.6～21.16 GHz可调谐上变频; 调节可调谐激光器的输出波长, 利用色散补偿光纤的延迟效应等效改变上变频信号的相位, 调谐范围可达50.4°。该方案将微波光子变频与移相技术结合, 在拓展光电振荡器应用范围的同时, 对微波光子雷达的实用化也有一定借鉴意义。

Abstract

Microwave photonic frequency conversion and phase-shifting technology are both key technologies of microwave photonic radar. The complexity and volume of the microwave photon radar system can be greatly reduced if the phase shift is completed while the microwave photon frequency conversion is realized. A microwave photonic frequency conversion and phase-shifting method is proposed based on the optoelectronic oscillator loop. The fundamental frequency microwave signal is up-converted by using the photoelectric oscillation loop. The 1.6-21.16 GHz tunable up-conversion signal is regenerated by adjusting the frequency of the optoelectronic oscillator. The tuning range can reach 50.4° by adjusting the output wavelength of the tunable laser and using the delay effect of dispersion compensating fiber to change the phase of up-conversion signal. The two technologies of microwave photon frequency conversion and phase shifting are combined, which not only extend application scope of optoelectronic oscillator, but also give some references to the application of microwave photon radar.

1 引言

随着科技的发展,未来的战场环境日趋复杂,雷达作为目标探测与识别的主要手段,要求其具备诸多性能:既能实时监测近距离目标,又能及时发现远距离目标;既能轻松捕获快、大目标,又能有效探测慢、小目标;既能对单一目标控制导航,又能进行多目标跟踪追击^[1-2]。然而,传统雷达只能完成特定功能的单一任务,且参数固定,在电子对抗中易被发现和压制,生存能力差;面对多任务的实际要求,需装备多种不同结构的雷达,这给研发、生产和应用带来极大不便,多部雷达同时配置还会产生严重的电磁干扰等问题,载荷能力受限^[3]。

而在很大程度上,微波光子雷达可以解决以上问题。相比于传统雷达,微波光子雷达可以同时实现多种功能或实时切换不同功能,使其适应不同任务需求;利用光纤作为传输媒介,在降低雷达系统重量的同时,可有效解决传统雷达存在的电磁兼容问题^[4-5];此外,微波光子雷达不受频率限制,可以实现高频、超宽带任意波形产生,不易被检测或发现,这提升了雷达在电子对抗中的生存能力^[6-7]。

变频是雷达系统中的关键技术,传统变频方法主要是使用乘法器结合本地端信号源实现变频,该方法受限于“电子瓶颈”效应,很难实现信号的宽带变频,此外输出信号受本地端信号源性能的影响较大。为解决上述问题,许多研究团队已经提出多种微波光子变频方案^[8-9],其中,基于光电振荡器(OEO)实现微波光子变频的方案广受关注。光电振荡器利用电光调制器、光纤、光电检测器(PD)和电放大器(AMP)构成环路,可以同时在光域和电域产生低相位噪声的高质量微波信号,非常适合用作本振微波信号源。将基频微波信号注入到光电振荡环路中,通过电光调制器将其调制到光载波上,与本振信号混频后经PD拍频可得到变频信号。

目前提出的基于光电振荡器微波光子变频方案需要对马赫-曾德尔调制器(MZM)^[10-11]、偏振调制器^[12]或相位调制器^[13]等的参数进行控制,同时利用相移光纤光栅^[14-15]或光可调谐带通滤波器^[16-17]调整光电振荡器输出频率。上述方法对光电振荡环路的系统稳定性要求较高,这大大增加了微波光子变频的系统复杂度,且目前变频方案无法同时改变输出信号的相位,这极大限制了系统的应用范围^[18-21]。

针对上述问题,本文提出一种基于光电振荡环路的微波光子变频与移相方法,利用光电振荡环路对基频微波信号进行上变频,调节电可调带通滤波器(TBPF)的中心频率改变光电振荡的输出频率,实现可调谐上变频;在此基础上,改变可调谐激光器(tunable laser)的输出波长,利用色散补偿光纤(DCF)改变光信号的相位,经光电转换后等效实现上变频信号的相位控制。该方案将微波光子变频与移相技术相结合,可大幅提升微波光子雷达的性能。

2 原理

基于光电振荡环路的微波光子变频与移相方案如图1所示,光电振荡器主要由单模光电振荡环腔和电增益环腔构成。单模光电振荡环腔由可调谐激光器、偏振控制器(PC)、MZM、掺铒光放大器(EDFA)、DCF、PD、微波功分器(splitter)、低噪声放大器(LNA)和可调微波衰减器(TMA)等组成。电增益环腔主要包括TBPF、电延迟线(EDL)和电放大器等。借助光谱仪(OSA)、频谱仪(ESA)和数字示波器(DSO)分别分析光信号的频谱分布、微波信号的频谱分布和波形。将电增益环腔产生的自激振荡信号注入到光电振荡环腔中,输出本振信号的频率为距离自激振荡信号最近的光电振荡模式,其

图 1. 具有电增益环腔的光电振荡器示意图

Fig. 1. Schematic of the OEO with an electric gain ring cavity

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他光电振荡模式被有效抑制,用于保证光电振荡环路的单模传输。

设可调谐激光器发出的光信号波长为λ₀,角速度为ω₀,输出的光信号可表示为

\begin{matrix} E_{laser} = E_{0} \cos (ω_{0} t) 。 (1) \end{matrix}

将光信号作为载波入射到MZM中,通过MZM将输入的基频微波信号和本振信号调制到载波上,输出光信号表达式为^[22]

\begin{matrix} \begin{matrix} E_{out} (t) \propto E_{0} \cos (Φ / 2) {\cos (ω_{0} t + Φ / 2) J_{0} (β) + \overset{\infty}{\sum_{n = 1}} {(- 1)}^{n} J_{2 n} (β) {\cos [ω_{0} t + 2 n (ω_{m} t + ϕ) + Φ / 2] + \\ \cos [ω_{0} t - 2 n (ω_{m} t + ϕ) + Φ / 2]}} + E_{0} \sin (Φ / 2) {\overset{\infty}{\sum_{n = 1}} {(- 1)}^{n} J_{2 n - 1} (β) {\cos [ω_{0} t + (2 n - 1) (ω_{m} t + ϕ) + Φ / 2] + \\ \cos [ω_{0} t - (2 n - 1) (ω_{m} t + ϕ) + Φ / 2]}}, (2) \end{matrix} \end{matrix}

式中:ω_m和ϕ分别为微波信号的角速度和初始相位;Φ为由偏置电压引起的MZM两臂之间光信号附加相位差;β=πV/2V_π为调制系数,其中V为微波信号的幅度,V_π为MZM的半波电压。

当Φ=π/2,即MZM在线性工作区工作,控制调制系数较小时,二阶及二阶以上的边带可忽略。经DCF传输后,由于光信号在不同波长处产生的色散延迟大小不同,光信号各边带的相位变化也不同。设载波、-1阶边带、+1阶边带的相位变化分别为θ₀、θ_-₁、θ₊₁,则从DCF输出的光信号可表示为

\begin{matrix} \begin{matrix} E_{out} (t) \propto E_{0} J_{0} (β) \cos (ω_{0} t + π / 4 + θ_{0}) - \\ E_{0} J_{1} (β) {\cos [ω_{0} t + (ω_{m} t + ϕ) + π / 4 + θ_{+ 1}] + \\ \cos [ω_{0} t - (ω_{m} t + ϕ) + π / 4 + θ_{- 1}]} 。 (3) \end{matrix} \end{matrix}

利用PD进行光电转换,可实现基频微波信号的上变频;调节TBPF的控制电压来改变其中心频率,可实现可调谐上变频。

拍频后光信号的相位变化同时转换到微波信号上,PD的响应度为R,则光信号E_out(t)拍频后输出的微波信号可表示为

\begin{matrix} \begin{matrix} i_{PD} (t) \propto R E_{0}^{2} {J_{0} (β) J_{1} (β) \cos (ω_{m} t + ϕ + θ_{+ 1} - θ_{0}) + \\ J_{0} (β) J_{1} (β) \cos (ω_{m} t + ϕ - θ_{- 1} + θ_{0}) + \\ J_{1}^{2} (β) \cos [2 (ω_{m} t + ϕ) + θ_{- 1} - θ_{+ 1}]} 。 (4) \end{matrix} \end{matrix}

载波与+1阶边带由于色散延迟产生的相位差可表示为^[23-24]

\begin{matrix} \begin{matrix} θ_{+ 1} - θ_{0} = ω_{m} \cdot D (λ_{0} + Δ λ_{0 - 1}) \cdot L \cdot \\ (λ_{0} + Δ λ_{0 - 1}) - ω_{m} \cdot D (λ_{0}) \cdot L \cdot λ_{0}, (5) \end{matrix} \end{matrix}

式中:D(λ)为DCF的色散系数;L为DCF的长度;Δλ_0-1为载波与+1阶边带之间的距离。

在波长可调节范围内,D(λ)与λ呈正相关,即可表示为

\begin{matrix} D (λ) \propto kλ (6) \end{matrix}

式中k为色散斜率。

根据载波与+1阶边带之间的关系式c $\begin{matrix} (\frac{1}{λ} - \frac{1}{λ + Δ λ_{0 - 1}}) \end{matrix}$ = $\begin{matrix} \frac{ω_{m}}{2 π} \end{matrix}$ ,可将Δλ_0-1表示为

\begin{matrix} Δ λ_{0 - 1} = \frac{ω_{m} λ^{2}}{2 πc} 。 (7) \end{matrix}

式中c为光速。由(5)式可知,输出信号的相位变化与光载波波长相关,则当改变可调谐激光器的输出波长为λ₁时,经光电转换后上变频信号的相位变化可表示为

\begin{matrix} Δθ = \frac{ω_{m}^{2} L}{2 πc} {λ_{1}^{2} [k λ_{1} + D (λ_{1})] - λ_{0}^{2} [k λ_{0} + D (λ_{0})]} 。 (8) \end{matrix}

将上变频信号输入到混频器下变频后,可在DSO观察基频微波信号的时延变化。利用时延与相移之间的关系式Δτ= $\begin{matrix} \frac{Δθ}{2 π f_{s}} \end{matrix}$ ,可将时延变化Δτ表示为

\begin{matrix} \begin{matrix} Δτ = \frac{1}{2 π f_{s}} \cdot \frac{ω_{m}^{2} L}{2 πc} {k (λ_{1}^{3} - λ_{0}^{3}) + \\ [D(λ_{1}) λ_{1}^{2} - D (λ_{0}) λ_{0}^{2}]}, (9) \end{matrix} \end{matrix}

式中f_s为输入基频微波信号的频率。通过观察基频微波信号的时延变化,可等效得到上变频信号的相位变化。因此,通过调节可调谐激光器的输出波长和TBPF的控制电压,可在该光电振荡环路中同时实现基频微波信号可调谐变频和相位控制。

3 实验

根据图1的实验方案进行实验,光源采用波长变化范围为1528~1563 nm和最小间隔为0.4 nm的可调谐半导体激光器;DCF长度为3 km;电放大器的增益区间为1~24 GHz;PD的工作带宽为33 GHz。采用的TBPF为美国Varian公司的312M439型可调谐带通滤波器,3 dB滤波带宽为50 MHz,频率调谐带宽为1.5~22 GHz,其控制电源的精度为1 mV。实验过程中借助的OSA为Finasar 1500s光谱仪,ESA为Rohde-Schwarz FSW-26频谱仪, DSO为Tektronix MDO3012示波器。

将可调谐激光器发射的光载波入射到MZM中,调节MZM的直流偏置电压,使其在线性工作区工作。调制后的光信号经EDFA放大,输入到PD中经拍频后产生本振信号。经电放大器放大的本振信号经电功分器分成两路,一路输出到ESA中进行分析检测,另一部分进入电增益环腔后又反馈回光电振荡环路。调节控制电源改变可调谐滤波器的中心频率,使光电振荡环路产生的本振信号实现频率可调谐。实验中,控制电压为10.00 V时,TBPF的中心频率为16.3 GHz。利用ESA对本振信号进行分析,图2(a)为测试范围为1 MHz和分辨率为10 kHz时本振信号的频谱图。由图2(a)可知,该信号功率为-8.5 dB,边模抑制比达到39 dB。通过调节TBPF的中心频率可选择光电振荡环路的频率,该光电振荡环路的频率调谐特性如图2(b)所示,实验表明该光电振荡环路可以产生1.60~21.16 GHz的本振信号。

图 2. 光电振荡器微波本振信号频谱图。(a)本振信号(16.3 GHz);(b)频率可调谐本振信号(1.60~21.16 GHz)

Fig. 2. Spectra of OEO microwave local oscillator signal. (a) Local oscillator signal (16.3 GHz); (b) frequency tunable local signal (1.60-2.16 GHz)

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在产生本振信号的基础上,将基频微波信号注入到光电振荡环路中,经MZM调制到光载波上,经光电转化后实现基频微波信号的上变频,且频率连续可调。当基频微波信号为占空比为25%、频率为25 MHz的方波信号时,其波形图和频谱图如图3(a)和3(b)所示。当调节控制电压为2.91 V时,方波信号上变频到4.990 GHz处,对应的频谱图如图3(c)所示。相应的图3(d)为控制电压为5.93 V,中心频率为10.013 GHz时的上变频信号频谱图。对比图3(a)~(d)可知,25 MHz方波信号分别上变频到4.990 GHz和10.013 GHz处,所携带的方波信息基本保持不变。

图 3. 方波信号变频过程。(a)方波信号波形图;(b)方波信号频谱图;(c)方波上变频信号频谱图(4.990 GHz);(d)方波上变频信号频谱图(10.013 GHz)

Fig. 3. Frequency conversion process of square wave signal. (a) Waveform of square wave signal; (b) spectrum of square wave signal; (c) spectrum of the square wave up-converted signal (4.990 GHz); (d) spectrum of the square wave up-converted signal (10.013 GHz)

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当输入的基频微波信号为250 MHz的伪随机信号时,分别调节控制电压为2.91 V和5.93 V,可得如图4(a)和4(b)所示的中心频率为4.990 GHz和10.013 GHz的伪随机上变频信号频谱图。对比图4(a)和4(b)同样可得,伪随机信号分别上变频到4.990 GHz和10.013 GHz处,且信号畸变对伪随机信号影响较小。

图 4. 伪随机信号变频过程示意图。(a)伪随机上变频信号频谱图(4.990 GHz);(b)伪随机上变频信号频谱图(10.013 GHz)

Fig. 4. Schematic of frequency conversion process of pseudo-random signal. (a) Spectrum of pseudo-random up-converted signal (4.990 GHz); (b) spectrum of pseudo-random up-converted signal (10.013 GHz)

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利用ESA测量接收端光电振荡器的相位噪声。如图5所示,虚线和实线分别表示在中心频率为11.09 GHz的光电振荡器中调制和未调制基频微波信号的相位噪声谱。由图5可知,在近端频偏处两种情况下的相位噪声谱基本重叠,在10 kHz频偏处的相位噪声值为-124 dBc/Hz。在远端频偏处相位噪声稍有恶化,调制上基频微波信号时,65 kHz频偏处的相位噪声值恶化了(-5.5 dBc/Hz)。

调节可调谐激光器的输出波长,即可等效改变色散延迟大小,实现相位调控。实验中采用的DCF色散斜率为-0.5 ps/(nm²·km),在波长1520 nm和1570 nm处色散系数分别为-124 ps/(nm·km)

图 5. 光电振荡器中振荡信号的相位噪声谱

Fig. 5. Phase noise spectra of oscillation signal in OEO

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和-149 ps/(nm·km)。当上变频信号频率为10 GHz,方波信号频率为25 MHz时,代入(9)式可得理论相位差Δθ为65.5°,色散延迟为7.3 ns。

图 6. 不同输出波长下输出方波信号波形图。(a) 1528 nm;(b) 1537 nm;(c) 1546 nm;(d) 1555 m;(e) 1563 nm

Fig. 6. Measured waveforms of local square wave under different output wavelengths. (a) 1528 nm; (b) 1537 nm; (c) 1546 nm; (d) 1555 nm; (e) 1563 nm

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实验中将上变频信号经混频器解调后输入到DSO中进行检测,图6(a)~(e)分别为当光载波波长为1528,1537,1546,1555,1563 nm时方波信号的波形图。分析可知,图6(a)和6(e)之间的色散时延差为5.6 ns,经计算可得相位差大小为50.4°,理论与实际结果之间存在15.1°的误差,主要是因为DCF的色散系数并不是随波长严格均匀变化,存在一定的波动范围。

4 结论

微波光子雷达的关键技术涉及微波光学产生、变频与调控。本研究提出一种基于光电振荡环路的微波光子产生、变频与移相方案,理论分析了光子变频与移相的原理。基于可调谐激光器和由TBPF、电放大器和功分器构成的电增益环腔结构,搭建了实验验证系统,获得1.6~21.16 GHz的可调谐上变频信号,相位可调谐范围可达到50.4°。该方案结合微波光子变频与移相技术,在基于光电振荡环路基础上同时实现微波信号变频和相位调控,为微波光子雷达的实现提供一个可选的方案。

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1 引言

2 原理

图 1. 具有电增益环腔的光电振荡器示意图

Fig. 1. Schematic of the OEO with an electric gain ring cavity

3 实验

图 2. 光电振荡器微波本振信号频谱图。(a)本振信号(16.3 GHz);(b)频率可调谐本振信号(1.60~21.16 GHz)

Fig. 2. Spectra of OEO microwave local oscillator signal. (a) Local oscillator signal (16.3 GHz); (b) frequency tunable local signal (1.60-2.16 GHz)

图 3. 方波信号变频过程。(a)方波信号波形图;(b)方波信号频谱图;(c)方波上变频信号频谱图(4.990 GHz);(d)方波上变频信号频谱图(10.013 GHz)

Fig. 3. Frequency conversion process of square wave signal. (a) Waveform of square wave signal; (b) spectrum of square wave signal; (c) spectrum of the square wave up-converted signal (4.990 GHz); (d) spectrum of the square wave up-converted signal (10.013 GHz)

图 4. 伪随机信号变频过程示意图。(a)伪随机上变频信号频谱图(4.990 GHz);(b)伪随机上变频信号频谱图(10.013 GHz)

Fig. 4. Schematic of frequency conversion process of pseudo-random signal. (a) Spectrum of pseudo-random up-converted signal (4.990 GHz); (b) spectrum of pseudo-random up-converted signal (10.013 GHz)

图 5. 光电振荡器中振荡信号的相位噪声谱

Fig. 5. Phase noise spectra of oscillation signal in OEO

图 6. 不同输出波长下输出方波信号波形图。(a) 1528 nm;(b) 1537 nm;(c) 1546 nm;(d) 1555 m;(e) 1563 nm

Fig. 6. Measured waveforms of local square wave under different output wavelengths. (a) 1528 nm; (b) 1537 nm; (c) 1546 nm; (d) 1555 nm; (e) 1563 nm

4 结论

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光电振荡环路的微波光子变频与移相技术研究 下载： 826次

1 引言

2 原理

图 1. 具有电增益环腔的光电振荡器示意图

Fig. 1. Schematic of the OEO with an electric gain ring cavity

3 实验

图 2. 光电振荡器微波本振信号频谱图。(a)本振信号(16.3 GHz);(b)频率可调谐本振信号(1.60~21.16 GHz)

Fig. 2. Spectra of OEO microwave local oscillator signal. (a) Local oscillator signal (16.3 GHz); (b) frequency tunable local signal (1.60-2.16 GHz)

图 3. 方波信号变频过程。(a)方波信号波形图;(b)方波信号频谱图;(c)方波上变频信号频谱图(4.990 GHz);(d)方波上变频信号频谱图(10.013 GHz)

Fig. 3. Frequency conversion process of square wave signal. (a) Waveform of square wave signal; (b) spectrum of square wave signal; (c) spectrum of the square wave up-converted signal (4.990 GHz); (d) spectrum of the square wave up-converted signal (10.013 GHz)

图 4. 伪随机信号变频过程示意图。(a)伪随机上变频信号频谱图(4.990 GHz);(b)伪随机上变频信号频谱图(10.013 GHz)

Fig. 4. Schematic of frequency conversion process of pseudo-random signal. (a) Spectrum of pseudo-random up-converted signal (4.990 GHz); (b) spectrum of pseudo-random up-converted signal (10.013 GHz)

图 5. 光电振荡器中振荡信号的相位噪声谱

Fig. 5. Phase noise spectra of oscillation signal in OEO

图 6. 不同输出波长下输出方波信号波形图。(a) 1528 nm;(b) 1537 nm;(c) 1546 nm;(d) 1555 m;(e) 1563 nm

Fig. 6. Measured waveforms of local square wave under different output wavelengths. (a) 1528 nm; (b) 1537 nm; (c) 1546 nm; (d) 1555 nm; (e) 1563 nm

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