1 引言

集成光纤通信和无线通信的优势,光载无线电(RoF)已成为未来微波/毫米波段宽带无线接入的最具吸引力的解决方案,增加了服务的容量、带宽和用户^[1-2]。光纤上的微波/毫米波信号广泛应用于众多领域,例如宽带无线通信系统、生物医学、光纤无线电系统、相控阵天线以及太赫兹(THz)领域^[3]。然而,由于电子设备和设备的频率响应受到限制,用于100 GHz以上的微波和毫米波信号生成的常规技术存在一些局限性。因此,随着预期的毫米波频率的增加,频率超过100 GHz的毫米波光信号产生技术对于各种应用至关重要。与电领域的常规技术相比,毫米波信号技术的光学生成非常有吸引力,因为它能产生高于100 GHz频率的信号,具有宽带宽、可调性和抗电磁干扰性。例如通过使用两个稳定激光器或一个带有外部调制器的激光器,可以实现基于光学外差的电信号生成。基于两个自由运行的激光器产生的电信号可能符合应用规范,但质量较差。目前国内外研究中常见光学生成方法有:直接调制法^[4]、外部调制法^[5]、频率上变频法^[6]和光学自外差法^[7]。在各种光子学技术中,基于外部调制的毫米波生成被认为是一种最有效的解决方案,因为它具有宽泛的频率可调性、出色的系统稳定性,产生信号具有高光谱纯度^[8-12]。

目前,由于工艺技术的成熟,马赫-曾德尔调制器(MZM)以其工作性能稳定、线性度好、调制速率高等优点被广泛应用。为了实现更高频率的毫米波的生成,现有方案大多采用级联MZM结构、并联MZM结构等方法^[13-15],同时还利用光或电滤波器来滤除冗余的边带,增加了系统的成本和复杂度,光边带利用率不高。文献[ 16]采用级联双平行马赫-曾德尔调制器(DPMZM)结构生成高倍频的毫米波信号,该方案使用光滤波器滤除光载波,得到24倍频毫米波信号。文献[ 17]采用级联MZM调制器的链路结构,该方案也需要利用光学滤波器来滤除四阶光边带才能得到24倍频毫米波。上述方案都使用光/电滤波器来滤除冗余的光边带信号,均会导致部分光功率浪费,增加了系统的成本和复杂度,同时系统不够灵活,需要调整滤波器的滤波范围。文献[ 18]中基于并联MZM和半导体光纤四波混频效应(FWM)的结构,利用MZM调制器和半导体放大器(SOA)等非线性器件的FWM效应产生高阶光边带,然后利用光滤波器滤除冗余边带得到24倍频毫米波信号。同样地,文献[ 19]中级联两个双电极MZM,并利用半导体光放大器的FWM效应,得到±4阶和±12阶边带,通过波分解复用器选出±12阶光边带,得到24倍频毫米波信号。但是SOA的FWM效应自发辐射噪声较大,而且效率很低,在高性能的毫米波通信系统中应用受限。

综上所述,上述文献在生成高倍频因子的毫米波信号时大多都利用SOA的FWM效应、光学滤波器以及其他的非线性器件,FWM效应的自发辐射噪声较大,效率低,滤波器会增加系统的成本和复杂度,不够灵活。针对上述问题,本文提出一种不采用光或电滤波器的24倍频光生毫米波发生器。该系统的基本原理是将射频(RF)信号调制在三并联MZM调制器结构上,控制子调制器的偏置电压和驱动信号相位差,得到-4和+4阶边带信号。之后通过偏振分束器(PBS)将边带信号分成两个正交的偏振方向(即X轴和Y轴)。X轴偏振光一部分作为第二级MZM的光源,另一部分经拍频得到8倍频信号后在第二级MZM上进行调整,使其偏置点位于最小传输点,以产生四阶和十二阶边带信号。Y轴偏振光保持不变,未被调制。在PBS之前设置一个偏振控制器(PC),将X轴和Y轴的载波调整为振幅相同的两个正交偏振信号,再由偏振束组合器(PBC)进行组合,并调节后面的PC来抑制四阶光边带,最后仅留下-12阶和+12阶光边带信号,经过光电转换后得到24倍频的毫米波信号。

2 基本原理

本文提出的毫米波发生器系统结构如图1所示。光从连续(CW)激光器中发出并注入三并联MZM调制器结构后,调制生成-4和+4阶边带。然后PBS将其分成两个正交的偏振方向,即X轴和Y轴,X轴偏振光一部分作为第二级MZM的光源,另一部分将拍频得到的8倍频信号经第二级MZM进行调制,调制器工作在最小传输点,调制生成四阶和十二阶边带信号。最后将两个正交偏振信号经PBC组合,调节PC2抑制四阶光边带后仅留下-12阶和+12阶光边带信号,在光电探测器(PD)拍频后得到毫米波信号。

图 1. 毫米波发生器结构示意图

Fig. 1. Schematic diagram of the proposed mm-wave signal generator

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首先,三平行MZM调制器结构由三个平行的子MZM调制器以及光移相器(PS)组成。其中RF信号加载在子调制器MZM-a和MZM-b上,工作在最大传输点,且通过调整MZM-c偏压来抑制零阶光边带。

假设连续激光器得到光信号为

Ein(t)=E0exp(jω0t),(1)

式中:ω₀和E₀是光信号的的频率和幅度。

MZM-a和MZM-b工作在最大传输点处,其中两个子调制器在推挽模式下工作,其上下臂的偏置电压之差为0,所以它们的输出可以表示为

Eout_a(t)=13E0exp(jω0t)cos[msin(ωRFt+φ0)],(2)Eout_b(t)=13E0exp(jω0t)·cos[msin(ωRFt+φ0+Δφ)],(3)

式中:m=πV_RF/(2V_{π_1})为调制深度,V_{π_1}是两个子调制器的半波电压,V_RF为RF信号幅度;ω_RF为RF信号的频率;φ₀和φ₀+Δφ 分别是MZM-a与MZM-b射频信号的初始相位。

MZM-c没有RF驱动电压,其输出表达式为

Eout_c(t)=13E0exp(jω0t)cosφc,(4)

式中:φ_c=πV_{bias_c}/(2V_{π_c}),其中V_{π_c}和V_{bias_c}分别是MZM-c的半波电压和偏压。

将三平行MZM调制器结构的输出表达式用Bessel函数可以表示为

Eout(t)=13E0exp(jω0t){cosφcexp(jφ)+∑-∞+∞J2n(m)exp[j(2n)ωRFt]exp[j(2n)φ0]×{1+exp[j(2n)Δφ]}},(5)

式中:J_2n(m)为第一类贝塞尔函数的2n阶;φ为子调制器MZM-c之后的光移相器的相位。

在冗余的光边带中,二阶和六阶光边带对射频杂散抑制比有明显的影响,因此系统为了得到高质量的-4和+4阶光边带,其中关键步骤就是消除二阶和六阶光边带。从 (5) 式可以看出,当满足1+exp(2jΔφ)=0和1+exp(6jΔφ)=0时,即Δφ=π/2时,可以同时很好地抑制冗余的二阶和六阶光边带。在调制系数取2.5~4.0的范围时,四阶贝塞尔函数的值远大于八阶贝塞尔函数的值,所以可以忽略八阶以上的光边带。通过调整MZM-c的偏压和之后的光移相器可以抑制零阶光边带,所以为了抑制零阶光边带,令 (5) 式中n=0,且MZM-c偏压需满足

cosφcexp(jφ)+J0(m)=0,(6)

即

Vbias_c=2Vπ_cπarccos[-J0(m)],(7)

此时,三平行MZM结构输出为

Eout_1t≈E0exp(jω0t)[J4(m)exp(4jωRFt)×exp(4jφ0)]。(8)

然后,PBS将其分成两个正交的偏振方向,即X轴偏振光一部分作为第二级MZM的光源,另一部分经过PD1拍频得到八倍频信号,再将该信号调制到第二级MZM调制器上,控制调制器工作在最小传输点,在推挽模式下,上下臂的偏置电压之差为半波电压的一半,由于第二级MZM的偏置电压是极小的,满足弱调制的条件,因此可以忽略第二级MZM调制器产生的二阶及以上的光边带。假设PD1输出的电信号的幅度为V_RF1,这时输出的光信号表达式为

Eout_2t)∝J4(m)exp(jωct)·[J1(m1)exp(12jωRFt)+J1(m1)exp(4jωRFt)+J-1(m1)exp(-4jωRFt)+J-1(m1)exp(-12jωRFt)],(9)

式中:m₁=πV_RF1/(2V_{π_2})为调制深度,V_{π_2}为调制器的半波电压。

由 (9) 式可以得出,X轴偏振光得到四阶和十二阶光边带,Y轴偏振光保持不变,未被调制。两个正交偏振信号由PBC进行组合后,调整PC可以抑制四阶光边带,只留下十二阶光边带,经过PD2拍频可得到24倍频的毫米波信号,最后利用误码仪评估系统的传输性能。

3 仿真结果与分析

3.1 信号输出分析

利用Optisystem软件根据图1的毫米波发生器结构来进行仿真。系统中CW激光器的中心频率为193.1 THz,激光功率为30 dBm。频率为10 GHz的RF信号经功分器分为功率相等的两路信号,其中一路用来驱动MZM-a,另外一路相移π/2后再驱动MZM-b,MZM-a和MZM-b的半波电压V_{π_1}=4V,均工作在最大传输点。系统参数如表1所示。

在调制深度m=3.24时,三平行MZM调制器结构的输出光谱如图2所示,除-4阶和+4阶光边带之外的冗余边带几乎被完全抑制,完全满足系统需求。

图 2. 三平行MZM调制器结构输出光谱图

Fig. 2. Spectrum of the output optical signal from the structure of triple-parallel Mach-Zehnder modulator

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PBS将其分成两个正交的偏振方向:X轴偏振光一部分作为第二级MZM调制器的光源;另一部分经过PD1拍频得到八倍频的电信号,其中PD1的响应灵敏度为R=0.6 A/W,将电信号调制到第二级MZM调制器上,第二级MZM调制的半波电压V_{π_2}=4 V,控制调制器工作在最小传输点。调整PBS之前的PC1和PBC之后的PC2,最终得到光谱图和频谱图,如图3所示。由图3可知,系统很好地抑制了除-12阶和+12阶信号之外的冗余边带,光边带抑制比(OSSR)的值可达到30 dB,频谱图中240 GHz以外的信号都被抑制,说明可以得到射频信号频率的24倍频毫米波,射频杂散抑制比(RFSSR)的值可以达到24 dB。较高的OSSR和RFSSR说明系统得到的信号质量较高。

图 3. 输出结果图。(a)光谱图;(b)频谱图

Fig. 3. Output results. (a) Optical spectrum; (b) RF spectrum

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该发生器根据毫米波信号的OSSR和最终电信号的RFSSR来进行状态分析。OSSR和RFSSR随着调制深度变化的关系如图4(a)所示。从图中可以看出,OSSR和RFSSR的变化趋势相同,先增大后减小,OSSR和RFSSR在调制深度为3左右时有最大值,OSSR可以达到40 dB以上,RFSSR可以到达近30 dB。调制深度满足一定条件下,OSSR和RFSSR都有着较高的数值,故系统可以获得高质量的毫米波信号。在调制深度偏离量为1时,OSSR的值减小到20 dB,RFSSR的值减小到15 dB。

图 4. OSSR和RFSSR随着调制深度变化关系图。(a)本文的方案;(b)文献[ 20]的方案

Fig. 4. OSSR and RFSSR versus modulation depth. (a) Scheme of this article; (b) scheme of Ref. [20]

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相同条件下,对文献[ 20]的方案进行仿真,该文献中的方案采用4个MZM调制器级联的结构,得到16倍频的毫米波信号。OSSR和RFSSR随着调制深度变化的关系如图4(b)所示。在调制深度为2.827时OSSR和RFSSR具有最大值,而当调制深度偏离量为0.025时,OSSR由40 dB减小到20 dB,RFSSR由30 dB减小到15 dB。相比之下,本系统方案对调制深度的灵敏度要小于文献[ 20]的方案,受到调制深度的影响更小。

针对发生器产生的24倍频毫米波信号,可以通过最小误码率(BER)、最大品质因子Q值来验证链路传输的性能。如图5中所示,在光纤传输长度小于150 km的情况下,最大品质因子Q值逐渐减少,在传输距离达到150 km时最大品质因子Q值依旧可以达到6,系统的最小误码率曲线逐渐升高,在传输距离达到150 km时最小误码率曲线仍然小于10^-10,整体的变化趋势比较平稳,说明系统的传输距离延长至150 km仍然有着较好的传输性能。

图 5. 最大品质因子Q值和误码率随光纤传输距离的变化图。(a)最大品质因子Q值;(b)误码率

Fig. 5. Maximum value of Q and maximum value of BER versus fiber transmission distance. (a) maximum value of Q; (b) Maximum value of BER

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3.2 非理想情况对生成信号的影响

3.2.1 非理想消光比对生成信号的影响

在实际的应用中,马赫-曾德尔调制器的消光比并不理想,通常调制器的消光比一般在35 dB左右,因此会对OSSR和RFSSR产生一定的影响。分别调整第一级和第二级MZM调制器,分析调制器消光比对系统OSSR和RFSSR的影响,如图6(a)(b)所示,OSSR和RFSSR都呈线性增长,之后趋于稳定值。相比之下,调整第一级MZM时OSSR和RFSSR比调整第二级MZM时能够更快地趋于稳定值。对于OSSR,调整第一级MZM时,OSSR在消光比为40 dB时达到稳定,而后者是在消光比为70 dB时达到稳定;对于RFSSR,调整第一级MZM时,RFSSR在消光比为35 dB时达到稳定,而后者是在消光比为50 dB时达到稳定。

通过上述分析,第一级MZM调制器的消光比对OSSR和RFSSR的影响较小,几乎可以忽略,第二级MZM调制器的消光比对OSSR和RFSSR的影响较大。

3.2.2 MZM-c的偏压偏移对生成信号的影响

图7给出了当调制深度为3.24时,MZM-c的偏压漂移对产生的毫米波性能的影响。MZM-c的偏压对OSSR和RFSSR的影响分别如图7所示,从图中可知,在偏压值为1.384时OSSR和RFSSR最大,而随着偏压的偏离量增加,OSSR和RFSSR均有明显减少,MZM-c偏压对OSSR和RFSSR的影响相似。在偏压的偏离量小于0.003时,OSSR总大于30 dB,RFSSR总大于20 dB。实际系统中采用稳定度较高的直流偏置源,可以达到更好的系统性能。

图 6. OSSR和RFSSR随着消光比的变化关系图。(a) OSSR;(b) RFSSR

Fig. 6. OSSR and RFSSR versus extinction radio. (a) OSSR; (b) RFSSR

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图 7. OSSR和RFSSR随着MZM-c偏压变化关系图

Fig. 7. OSSR and RFSSR versus bias voltage of MZM-c

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通过上述分析,将子调制器MZM-c偏压的偏离量控制在0.003时,生成信号的OSSR可以保持在30 dB以上,RFSSR可以保持在20 dB以上。因此,严格控制子调制器MZM-c的偏压可以获得高质量的毫米波信号。

3.2.3 MZM-a与MZM-b之间驱动信号的相位差对生成信号的影响

两个子调制器MZM-a和MZM-b间的驱动信号的相位差对OSSR和RFSSR的影响如图8所示。从图中可以看出,在OSSR和RFSSR随着相位差的偏离量增大而不断减小,而且OSSR和RFSSR的变化趋势相似,相比之下RFSSR比OSSR的下降趋势更加明显。在相位差的偏离量小于0.5°时,OSSR可以保持在20 dB以上,RFSSR可以保持在15 dB以上。

图 8. OSSR和RFSSR随着MZM-a和MZM-b间的驱动信号的相位差变化关系图

Fig. 8. OSSR and RFSSR versus offset of driving signals between MZM-a and MZM-b

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通过上述分析,将子调制器MZM-a和MZM-b之间的射频信号的相位差偏离量控制在0.5°之内,OSSR可以保持在20 dB以上,RFSSR可以保持在15 dB以上。因此,为了获得高质量毫米波信号,需要对MZM-a和MZM-b之间的射频之间的移相器进行合理的设置和控制。

3.2.4 不同线宽下系统误码率和眼图

在RoF系统中,影响系统性能的一个重要因素是激光器的线宽。为了验证激光器线宽对系统性能的影响,将系统除激光器线宽外的其他参数都设为相同参数。当激光器线宽δ分别取值为5,15,35,50 MHz时,得到的不同激光器条件下的系统眼图如图9所示。

根据仿真结果可得,当线宽为5 MHz时,系统BER为7.9399×10^-26;当线宽为15 MHz时,系统BER为3.4275×10^-23;当线宽为35 MHz时,系统BER为1.0118×10^-16;当线宽为50 MHz时,系统BER为2.5496×10^-14。由图9可知:当激光器的线宽δ为5~15 MHz时,系统可以得到比较清晰的眼图;随着激光器线宽的增大,系统眼图逐渐变得模糊。

图10给出了不同激光器线宽的条件下系统的误码率随着线宽δ的曲线,由图可以看出,随着线宽的增大系统误码率增加。通过以上仿真结果分析可知,窄线宽可以使系统获得清晰的眼图和较低的误码率,有助于提高系统的性能。

图 9. 不同激光器线宽下系统眼图。(a) δ=5 MHz;(b) δ=15 MHz;(c) δ=35 MHz;(d) δ=50 MHz

Fig. 9. Eye diagram versus linewidth of laser. (a) δ=5 MHz; (b) δ=15 MHz; (c) δ=35 MHz; (d) δ=50 MHz

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图 10. 误码率随着激光器线宽的变化图

Fig. 10. BER versus linewidth of laser

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4 结论

本文提出了一种无光或电滤波的24倍频光生毫米波发生器。研究发现,OSSR的值可达到40 dB,RFSSR的值可达近30 dB,系统的传输距离延长至150 km时仍然有着较好的传输性能。分析了消光比对生成信号的影响,系统第一级MZM的消光比对系统性能的影响可以忽略,第二级MZM的消光比对系统性能的影响较大。同时,也分析了子调制器MZM-c的偏压和MZM-a与MZM-b之间驱动信号的相位差对系统的影响,发现:将MZM-c偏压的偏离量控制在0.003之内,OSSR可以保持在30 dB以上,RFSSR可以保持在20 dB以上;将MZM-a与MZM-b之间的驱动信号相位差的偏离量控制在0.5°之内,OSSR可以保持在20 dB以上,RFSSR可以保持在15 dB以上。结果表明:当调制深度、MZM-c的偏压和MZM-a与MZM-b之间驱动信号的相位差在一定偏移范围内,生成的信号仍能保持良好的性能。最后,分析不同激光器线宽对系统性能的影响,发现窄线宽激光器有助于提高系统的性能。相比于以往的方案,整个系统没有采用任何光或电滤波器,降低了系统的成本,同时可以得到高倍频、高质量、具有良好传输性能的毫米波信号,对于无滤波的高倍频毫米波信号生成具有一定的参考价值。由于系统采用的结构需要多个调制器,调制器的插入损耗是一个问题,后续的研究将会采用更少的调制器来实现高倍频毫米波信号的生成。