1 引言

全光集成同步回路有望成为未来高速光通信和光信号处理系统的重要组成单元。相比于电学方法,其避免了繁琐的光电转换装置,同时拥有高速数据传输和处理的潜力^[1]。在光分组交换网络中,实现比特量级的位同步对于光信号处理器而言至关重要^[2]。此外,位同步技术在实现位处理和全光3R(再放大、再定时、再整形)再生中不可或缺^[3]。快慢光技术是位处理的关键技术,对于高速光通信系统而言,如何控制在一个比特时间内快速、准确、高精度的光可调延迟是研究的难点,这一问题备受研究者关注。当前快慢光技术的实现原理有多种^[4-10],主要包括电磁诱导透明(EIT)慢光、受激布里渊(SBS)慢光、受激拉曼(SRS)慢光、光子晶体波导慢光、结构慢光和相干布居振荡慢光(CPOs)等。上述方法中,相干布居振荡慢光凭借在常温固体材料中易于实现快慢光,且不需要精确的激光波长等优势而备受关注。然而,最早相干布居振荡慢光实验在红宝石晶体^[11]和紫翠玉晶体^[12]中产生,其传输的信号调制频率分别局限于100 Hz和1 kHz,研究表明,其工作带宽受到了载流子寿命的限制。随后半导体光放大器(SOA)中产生的快慢光得以广泛研究,但受限于其几百皮秒的载流子恢复时间,其工作带宽仍被限制在百MHz量级^[13-15]。

当前的光通信系统中,单通道比特速率已超过40 Gb/s,因此高工作带宽和长时间延迟的快慢光技术急需实现。研究报道指出,有两种方案能够提升SOA中快慢光的工作带宽。Xue等^[16]基于探测器前光滤波的方案,利用调制频率为19 GHz的正弦信号实现了最大150°相移,对应于延迟带宽积(DBP)为0.41;Berger等^[17]通过上转换相干布居振荡(UP-CPO)技术,实现了射频频率为35 GHz正弦调制信号,以及89 ps的电控可调延时。上述两种方案仅针对正弦信号,且Berger等^[17]实现可调延时的信号频率不同于输入信号的新调制频率。

本文将采用带通滤波器与SOA级联的光滤波方案,分别实现调制频率为5 GHz正弦信号和脉冲脉宽为100 ps,周期为2⁷-1,RZ-PRBS信号的可调延时。对于正弦信号,实验完成最大基频相对延时量(FHFD)为0.40;对于RZ-PRBS信号,通过调节SOA的抽运电流,能够实现96.3 ps的时间延迟和44.6 ps的时间超前。

2 实验原理

图1为高速调制信号快慢光的测量原理,其由可调谐激光器(TLD)、铌酸锂调制器、增益钳制掺铒光纤放大器(GC-EDFA)、脉冲波形发生器(PPG)、InPhenix公司研制的SOA及其后级联的带通滤波器(BPF),以及一些无源器件组成。SOA的小信号增益可达31 dB,1545~1560 nm带宽范围内最大饱和输出功率为12 dBm,其最大注入电流为510 mA,并带有自动温控装置确保SOA的工作温度稳定。利用电滤波器对PPG产生的电脉冲方波信号整形,并对其进行编码,通过铌酸锂调制器对可调谐激光器(TLD, 波长范围为1525~1575 nm)输出激光进行外部调制,得到RZ-PRBS光脉冲信号或正弦信号,经过GC-EDFA放大后,由分光比为99∶1的光耦合器1分束,功率为1%的光束进入到光功率计(PM),对输入的光功率进行实时监测,功率为99%的光束进入到SOA并与BPF形成串联结构,此后再经过分光比为50∶50的光耦合器2,将光束分成两束,分别进入光谱仪(OSA)和示波器(OSC)中,对输出的光谱和波形进行实时分析。

图 1. 基于光滤波法的高速调制信号的快慢光原理图

Fig. 1. Schematic of superluminal and slow light of high-bit-rate modulation signals based on optical filtering

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图2为带通滤波器的透射光谱,其3 dB带宽为0.64 nm(波长范围为1549.82~1550.46 nm),20 dB带宽为1.0 nm(波长范围为1549.64~1550.64 nm)。快慢光效应主要取决于SOA的工作区域、带通滤波器的中心波长和调谐激光器(TLD)的可调波长。

图 2. 带通滤波器的透射光谱

Fig. 2. Transmission spectrum of the band-pass filter

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当可调激光器出射的激光中心波长位于带通滤波器的通带内时,两个边带同时被SOA放大,进入示波器检测波形。两个边带由线宽增强因子引入的时间延迟量将会相互抵消,此时相位的改变量主要源自SOA传输过程中引起的相位延迟。当激光的中心波长处于滤波器的蓝移边带或红移边带内,即中心波长为1549.64~1549.82 nm或1550.46~1550.64 nm时,探测光的蓝色边带或红色边带部分将会被带通滤波器抑制,其另一个边带和载波受到抑制作用影响较小。将中心波长分别为1549.735 nm和1550.525 nm、峰值功率为1 mW的正弦信号注入光滤波结构后的光谱如图3所示,可以看出,注入光中心波长处于带通滤波器蓝色边带或红色边带时,随着抽运电流的增加,激发态载流子的浓度将会增加,致使探测光的光谱得到展宽,探测光的边带也会因BPF的滤波作用而受到抑制。

图 3. 不同抑制及抽运电流情况下探测光的光谱。(a)抑制蓝移边带;(b)抑制红移边带

Fig. 3. Spectra of probe light with different pump currents and inhibition. (a) Blue sideband blocked; (b) red sideband blocked

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对于正弦信号在有源介质中传输,不能通过选择特殊参考点的方式来评价快慢光效应,需要一个统一的评价标准来评估正弦信号的快慢光,文献[ 18]提出了一种新的基于信号光的相位特性变化的测量方法,能够准确的描述正弦信号在有源介质中的快慢光效应,也可以解决由于参考点选择带来的测量问题。

FHFD可以通过参考光和探测光的基频相位差来定义,表示为^[18]

FHFD=[φprobe1(δ)-φref1(δ)]/2π。(1)

采用参考光和探测光的基频相位差来评价正弦波信号入射到有源介质的快慢光效应。

对于光脉冲信号,因实验过程中存在背景光,通过优化脉冲信号的快慢光延时量度量方法^[19]得到脉冲信号包络群延时的评价公式为

τpulse=∫-∞∞t[pout(t)-pout_bg]dt∫-∞∞pout(t)-pout_bg]dt-∫-∞∞t[pin(t)-pin_bg]dt∫-∞∞pin(t)-pin_bg]dt,(2)

式中p_in(t)和p_out(t)分别为输入和输出信号光功率,p_{in_bg}和p_{out_bg}分别为输入和输出背景光功率,利用(2)式能够得到脉冲光经过滤波结构后的延迟时间。

脉冲信号的相对延时量可以用延时带宽积D_BP来表示:

DBP=τpulseT,(3)

式中T为脉冲的宽度,D_BP为针对脉冲型信号慢光相对延时量的评价方法,对应正弦调制信号的基频相对延时量F_HFD。

3 实验与分析

将SOA注入电流为145 mA时,经过光滤波结构输出的信号光作为参考光;将SOA其他不同注入电流时,经过光滤波结构输出的信号光作为探测光。研究在不同注入电流或滤波状态等情况下,探测光和参考光的相位延迟的变化。

3.1 高速调制正弦信号快慢光

图4所示为中心波长处于BPF不同边带内,在两种SOA注入电流情况下,示波器探测到探测光与参考光的波形。图4(a)为中心波长为1549.735 nm的信号光在SOA注入电流分别为145 mA与500 mA时,示波器探测到的波形,可以看出,信号光的波长处于BPF蓝移边带内,探测光信号出现了时间超前的快光效应。图4(b)为中心波长为1550.525 nm的信号光注入时,信号光的波长处于BPF红移边带内,探测光信号出现了时间延迟的慢光效应。

将中心波长为1550.525 nm和1549.735 nm、调制频率为5 GHz、平均功率为2 mW的正弦信号光输入到光滤波快慢光系统中,改变SOA的注入

图 4. 中心波长处于带通滤波器(a)蓝移和(b)红移边带内的探测光波形随SOA注入电流的变化

Fig. 4. Waveforms of the probe signal varied with different SOA injection currents for wavelength located in (a) blue sideband and (b) red sideband of BPF

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电流,利用FHFD评价方法研究探测光与参考光之间的FHFD。图5所示为实验结果,可以看出,中心波长1550.525 nm处于滤波器的红移边带内时,信号光经SOA放大后,红移边带受到抑制,探测光呈现慢光效应,随着注入电流的增加,探测光的FHFD快速增加,最终趋于平缓;当中心波长1549.735 nm处于滤波器蓝移边带内时,信号光经SOA放大后,蓝移边带受到抑制,探测光呈现快光效应,随着抽运电流的增加,探测光的FHFD也随之增加。

图 5. 边带抑制的情况下,探测光所产生的FHFD随着SOA注入电流的变化

Fig. 5. FHFD caused by detection light versus injection current in SOA under the condition of sideband blocked

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综上所述可知^[20],当短波长信号光输入时,其蓝移边带在经过SOA放大后,进入示波器探测前被BPF抑制,探测光将引入α₁γ₁的相移量,其中线宽增强因子α₁为正值,由三阶磁化率产生的空间增益光栅的积分值γ₁也为正值,所以探测光将呈现相位超前。当长波长信号光输入时,其红移边带将在到达示波器探测前被抑制,探测光将引入-α₂γ₂的相移量,对应探测光将呈现相位延迟。当探测光中心波长处于滤波器的通带内,探测光经过SOA放大后,两边带和载波都将被示波器探测,相移量将与传统SOA快慢光结果一致,主要

由动态折射率引起,而线宽增强因子α引入的相移效果将会相互抵消。光滤波法正是基于上述原因,突破了CPO对信号快慢光工作带宽的固有限制,实现了高调制速率信号的快慢光。

3.2 高速RZ-PRBS调制信号

采用上述光滤波系统,分别将中心波长为1550.525 nm、1549.735 nm,峰值功率为1 mW的归零伪随机码(RZ-PRBS,周期为2⁷-1,脉宽为100 ps,占空比为20%)入射光滤波快慢光系统,控制SOA的注入电流,由100 mA作为起始电流,50 mA的步进递增至500 mA。以100 mA时输出波形作为参考光,其他电流注入时输出波形作为探测光,利用(2)式,评估不同电流注入时探测光与参考光之间的包络延时,如图6所示。由图6(a)可知,与小注入电流相比,200 mA电流注入时,探测光的波形出现图样效应,进一步加大SOA注入电流时,探测光的图样效应将得到抑制。上述实验数据表明探测光的中心波长处于BPF红移边带内时,探测光的红移边带受到抑制,将会产生慢光[图6(a)];反之,将会产生快光[图6(b)]。实验表明,通过改变SOA的注入电流,经过光滤波快慢光装置,整个数据包络和内部单脉冲都将产生相同的可调延时。

为了展现基于SOA与带通滤波器串联结构的光滤波快慢光系统,以及RZ-PRBS光脉冲信号的可调延迟性能,图7所示为中心波长分别是1549.735 nm和1550.525 nm的光脉冲信号注入到光滤波快慢光系统,通过改变SOA的注入电流,能够实现延迟带宽积的连续可调。这一结论证实了采用上述系统,通过改变注入电流的方式,能够实现光脉冲信号时延的连续可调,为高速光通信的位处理技术提供新的研究视角。

图 6. 处于滤波器红移和蓝移边带内RZ-PRBS数据包的波形随着注入电流的变化。(a)中心波长1550.525 nm; (b)中心波长1549.735 nm

Fig. 6. Waveforms of RZ-PRBS pulse sequence for wavelength varied with different injection currents located in red and blue sideband of filter.(a) Center wavelength is 1550.525 nm; (b) center wavelength is 1549.735 nm

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图 7. RZ-PRBS光脉冲信号的DBP与SOA的注入电流及其中心波长的关系

Fig. 7. Relationship between DBP of RZ-PRBS optical signal with the injection current and wavelength of SOA

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4 结论

基于半导体光放大器与带通滤波器的光滤波结构,高速调制的正弦信号和RZ-PRBS脉冲信号的快慢光效应都得到了实验验证。其突破了传统相干布居振荡慢光对信号工作带宽的限制,且在改变SOA注入电流的情况下,信号包络的延迟时间连续可调。对于5 GHz的正弦信号,在不同的滤波情况下,改变SOA的注入电流,能够实现40%和-10%的FHFD。对于周期为2⁷-1、脉宽为100 ps、占空比为20%的RZ-PRBS信号,改变SOA的注入电流,能够实现脉冲包络时延连续可调,对应延迟(超前)带宽积DBP为0.96(0.45)。因此该方案可用于光通信系统的时间同步和位操作信号处理等方面。