1 引言

随着光纤通信及传感技术的不断发展，对光源可集成化，小型化，稳定性高，调谐范围广，线宽窄等要求越来越高^[1-3]。由于波长可调谐激光器在光纤通信、医学、光传感等领域的应用越来越广泛，因此越来越受到科研人员的青睐。波长可调谐激光器不仅提高了光纤网络的灵活性，还降低了光纤网络复杂度及能耗，促进了光纤通信及传感技术的不断发展。

从激光器诞生到现在，可调谐激光器在不断发展，各种各样的激光器被提出，再到生产应用，最后被性能更好的激光器所淘汰。按照不同的波长调谐方法可分为机械、热、电调谐激光器等^[4]。机械调谐通过调谐外腔反射的角度来改变腔长进而改变波长，该种激光器的调谐速度受限于机械部件；热调谐通过控制温度来改变腔长进而改变波长，但是温度比较难以控制；电调谐是通过电路来选择不同激光器输出进而实现波长调谐，该种激光器的调谐范围取决于激光器数量，从而导致工艺复杂，成本较高。

FFP-TF2滤波器是一种简易的光学谐振腔，由两段严格平行且内表面镀有高反射率材料的反射端面组成^[5-11]。由于其腔长可调能控制波长输出的特性，被广泛应用于各种可调谐激光器设计中。

为了更好地实现波长调谐范围宽，线宽窄，稳定性好，本文设计并搭建出一种新型的可调谐激光器系统。该系统是通过控制FFP-TF2滤波器的驱动电压改变腔长,进而改变系统输出的激光波长。提供驱动电压的方式有很多种：一、可以通过可调谐的直流电压源进行单点电压调节，进而输出不同中心波长的激光；二、可以通过信号发生器进行多点扫描电压，进而周期性等间隔地输出不同中心波长的激光；三、可以通过FPGA设计的基于DDS函数信号发生器和模拟放大电路进行单点或扫描的电压切换控制。第一种方式局限性在于只能单点调谐，且系统不易集成，适用于实验室研究使用。第二种方式局限性在于只能进行扫描调谐，扫描电压受限于信号发生器，且系统成本较高。本文采用第三种调谐方式，通过FPGA中的程序代码控制，不仅可以实现单点和扫描两种方式调谐的切换，还可以改变波长调谐范围、扫描周期和步进，具有高灵活性，可集成化的优点。

1 驱动电压信号的设计

1.1 基于DDS函数信号发生器设计

直接数字频率合成（简称DDS）是一种应用数字技术产生信号波形的方法^[12-15]。由于DDS技术有输出频率范围宽，分辨率高，数字调制性能好，输出信号波形可调，频率切换速度快且频率切换时输出信号相位连续的特点，所以被广泛应用于各种函数信号发生器的设计。

图1是DDS技术产生信号波形的原理框图。图中 $F$为频率控制字，在Verilog HDL程序中通过控制 $F$的大小来控制输出波形的频率。CLK为系统的基准时钟源，对地址计数器与DA转换器模块进行时钟控制，其周期为 ${T_i}$。地址计数器可以产生ROM（存储一个波形周期的数据）中的数据地址信号，用来周期性地读取出ROM中的波形幅值信号。ROM中存储的波形信号是由MATLAB或Mif_Maker2010等软件生成相应所需波形信号的离散数据的MIF文件。读取出的波形幅值信号再经过DA转换器进行数模转换，以及低通滤波器滤波后就可以生产模拟波形电压信号。下面以产生输出初始相位为0，频率可调谐的正弦波形信号来介绍DDS技术的原理。

图 1. DDS技术产生波形的原理图

Fig. 1. Schematic diagram of waveform generated by DDS technology

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正弦波形信号的表达式为

$V(t) = A\sin (2{\text{π}} \times {f_{\rm out}} * t)$ (1)

式中： $A$为正弦波信号的振幅； ${f_{\rm out}}$为DDS输出正弦波信号的频率。

假设系统模块的采样时钟周期为 ${T_i}$，频率为 ${f_i}$，则采样间隔的相位改变量为

${\varphi _i} = 2{\text{π}} \times {f_{\rm out}} \times {T_i} = 2{\text{π}} \times {f_{\rm out}}/{f_i}$ (2)

将一个周期正弦波形信号的相位 $2{\text{π}} $均匀离散为 ${2^N}$等份，则相位分辨率为 $ \Delta = 2{\text{π}} /{2^N}$。如果ROM中存储的一个周期等间隔正弦波形信号数据样本数为 ${2^N}$，则DDS输出电压信号的周期、基准时钟周期与从ROM中读出的数据点之间关系如图2所示。图2中空心圆点代表从ROM中读取的正弦波形信号数据点，每经过一个基准时钟周期 ${T_i}$，地址计数器的地址位加1，同时存储器会输出一个数据点，直到ROM最后一个地址单元中的正弦波形信号数据点被读出，此时DDS输出的是一个完整周期的正弦波形信号。之后DDS系统会重复读取ROM中正弦信号数据，输出周期性的正弦波形。由图2可知DDS输出信号周期与基准时钟周期的关系式为

${T_{\rm out}} = {2^N} \times {T_i}$ (3)

${f_{\rm out}} = {f_i}/{2^N}$ (4)

图 2. 输出信号的周期与基准时钟周期的关系

Fig. 2. Relation between period of output signal and reference clock

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根据采样定理，输出信号频率不能高于系统时钟频率的一半。在实际应用中，为了保证输出信号的质量，一般输出信号的频率不会超过时钟频率的1/3，以避免混叠。

如果是每隔 $K$个地址输出一个波形信号数据，则DDS输出信号周期与基准时钟周期的关系式变为

${f_{\rm out}} = (K/{2^N}) \times {f_i}$ (5)

由（5）式可知，要想改变输出波形频率有3种方法：1） 改变取样时钟的频率 ${f_i}$；2） 改变取样间隔地址数 $K$；3） 改变ROM中储存波形信号数据点的个数 ${2^N}$。

3种方法中任意改变取样时钟频率和改变取样间隔地址数在Verilog HDL程序中很容易编程实现，而任意改变ROM中存储波形信号数据点数较为复杂，所以一般改变输出波形频率使用前2种方法。

在本文的可调谐激光器以及光纤光栅传感实验中所需的FFP-TF2滤波器调谐电压为三角波形信号，DDS产生三角波形的过 程如图3所示。首先对所需的三角波形进行数据采样，并将数据存储在ROM中生成数据表；在需要输出波形时，周期性地调用ROM数据表的数据；再经过DA数模转换和低通滤波器得到所需三角波模拟信号波形。

图 3. DDS产生三角波信号的过程

Fig. 3. Process of generating triangular wave signal by DDS

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上文介绍了DDS技术原理及硬件实现方法。下面简单介绍DDS通过Verilog HDL编程产生三角波形信号RTL图，如图4所示。图中主要包含了地址计数器模块、寄存器模块、三角波形ROM模块。基于实验要求，本文采用的DAC转换芯片是8位高速并行AD9708，其数模转换速率最高为125 MSPS。图5为DDS中DAC数模转换模块AD9708的RTL图。其中包含了时钟采样模块和一个FIFO缓存模块，主要作用分别是控制DAC模块采样频率和缓存波形信号数据。通过da_clk和da_out[7:0]端口输入到DAC9708芯片中进行控制。

图 4. DDS生成三角波信号的RTL图

Fig. 4. RTL diagram of generating triangular wave signal by DDS

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图 5. DDS中DAC数模转换模块RTL图

Fig. 5. RTL diagram of DAC digital-to-analog conversion module in DDS

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1.2 驱动电压放大电路设计

由DDS产生的数字三角波形信号经过AD9708芯片模块数模转换并经低通滤波器滤波之后输出模拟电压信号，但使用FPGA的EP4CE15F17C8N型芯片板最高输出不超过5 V，不能满足FFP-TF2滤波器调谐电压扫描波长需求，所以需要使用模拟放大电路对驱动信号进行放大。考虑到FFP-TF2滤波器的容抗特性，使用的驱动电路要具有负载能力，因此本文设计了如图6所示的驱动模拟信号放大电路。

图 6. 驱动模拟信号放大电路图

Fig. 6. Amplifying circuit diagram of driving analog signal

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如图6所示，电路中使用了OP37G和NE5532P两颗运放芯片， $R1$、 $R2$、 $R3$、 $R4$四个电阻，C1、C2两个电容。OP37G的作用是对从AD9708芯片模块输出的三角波调谐电压信号进行放大，可以将其放大到±15 V，满足设计要求。NE5532P与 $R3$组合作为射极跟随器使用，可以提高放大电路的负载能力，从而平衡驱动FFP-TF2滤波器时导致的容抗变化。电容C1和C2分别于正负电源并联，用于抑制由于电源波动而引入的高频噪声。 $R4$具有偏置调零作用，即接入输入信号前，用示波器观察输出信号是否为0，不为0时可通过调节 $R4$使其为0。电阻 $R1$、 $R2$与运放OP37G组合形成一个负反馈回路，在使用时可以通过调节 $R1$来改变电路输出的放大倍数，其电路放大系数关系式为

$B = \dfrac{{{V_{\rm out}}}}{{{V_{\rm in}}}} = \dfrac{{R1}}{{R2}} + 1$ (6)

由（6）式可知，只要电源电压足够大，理论上最高可以放大11倍，但电路输出电压不能超过电源电压，由实验可知，11 V扫描电压足以实现可调谐激光器全波长段扫描，本文设计的放大电路满足实验要求。由于FFP-TF2滤波器是利用磁致伸缩效应引起的微位移控制腔长，因此伴随着伸缩迟滞现象。即当FFP-TF2滤波器产生相同腔长位移时，三角波驱动电压信号向上变大过程与向下变小过程所对应的调谐电压并不相同。所以，为了实验的精确性，保证解调过程相同一致，实验只分析变大或变小单个扫描过程。

2 实验系统与工作原理

本文设计的可调谐激光器实验系统原理框图如图7所示。首选由980 nm的泵浦光源（LD）发出的光，可以通过调节电流进而控制其输出功率；通过980 nm/1 550 nm的波分复用器（WDM）后进入3 m的增益介质掺铒光纤（EDF）中；再通过光隔离器（ISO）后进入2×2光纤耦合器中（Coupler），实验中使用的有9∶1、2∶1、1∶1的耦合器。图7中输出端使用的是9∶1的耦合器，一端是大约90%的光信号反馈回环形腔，另一端10%左右的光信号作为可调谐激光器的输出光；反馈回环形腔的光再经过FFP-TF2滤波器^[16]后，输出的光信号与LD发出的980 nm泵浦光通过980 nm/1 550 nm光纤耦合器耦合形成回路；驱动电压模块（DV）对FFP-TF2滤波器进行电压调节。由于FFP-TF2滤波器对温度比较敏感，通常对其进行恒温处理，已消除温度对系统测试结果的影响，本文所做实验FFP-TF2都是在25 ℃下进行的。

图 7. 可调谐激光器实验系统原理图

Fig. 7. Schematic diagram of tunable laser experimental system

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3 实验测试与分析

根据实验系统图搭建出了测试系统，从而对可调谐激光器的各性能进行测试，如图8所示。

图 8. 实验测试系统实物图

Fig. 8. Physical diagram of experimental test system

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通过实验系统测试出可调谐激光器输出中心波长在1 532 nm~1 567 nm之间的3 dB线宽如图9所示。由图9可知，输出不同中心波长的3 dB线宽最大不超过0.011 nm，最小不低于0.009 nm，基本保持在0.01 nm左右，说明本文设计的可调谐激光器具有比较稳定且较窄的线宽。图10为通过光谱仪AQ6319观察到可调谐激光器输出中心波长为1 556.295 5 nm时，其对应的3 dB线宽为0.010 7 nm。

图 9. 输出不同中心波长的3 dB线宽

Fig. 9. Output 3 dB linewidth of different center wavelengths

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实验测试了宽带光源通过FFP-TF2滤波器后输出中心波长与驱动电压之间的关系，通过Origin软件对测试数据进行线性拟合，线性拟合度为99.986%，如图11所示。线性拟合关系式为

$\lambda_1 = 4.021U + 1\;531.808$ (7)

通过测试可调谐激光器输出中心波长与驱动电压之间的关系，线性拟合度为99.934%，如图12所示。线性拟合关系式为

$\lambda_2 = 3.915U + 1\;531.684$ (8)

图 10. 输出中心波长为1 556.295 5 nm的3 dB线宽

Fig. 10. Output 3 dB linewidth with center wavelength of 1556.295 5 nm

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图 11. FFP-TF2滤波器输出中心波长与驱动电压关系

Fig. 11. Relation between FFP-TF2 filter output center wavelength and driving voltage

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图 12. 可调谐激光器输出中心波长与驱动电压关系

Fig. 12. Relation between tunable laser output center wavelength and driving voltage

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由图11与（7）式可以发现宽带光源通过FFP-TF2滤波器后输出中心波长与驱动电压之间具有良好的线性关系，同时得到FFP-TF2输出中心波长灵敏度为4.021 nm/V。由图12与（8）式可以发现可调谐激光器输出中心波长与驱动电压之间也具有良好的线性关系，同时得到可调谐激光器输出中心波长灵敏度为3.915 nm/V。通过对比发现，两者之间输出中心波长灵敏度相差0.106 nm/V，可调谐激光器输出中心波长相对于FFP-TF2的误差比较小，仅为2.6%，说明该激光器的输出波长随驱动电压的变化基本与FFP-TF2随驱动电压的变化一致。固定FFP-TF2温度和调谐电压研究其中心波长随时间变化的曲线图，如图13所示。总结得出，当固定调谐电压时FFP-TF2输出中心波长会随时间快速稳定，表明其具有很好的输出稳定性。

图 13. 27.5 ℃ FFP-TF2固定电压5.5 V时输出中心波长随时间变化曲线

Fig. 13. Output center wavelength versus time at FFP-TF2 27.5 ℃ and fixed voltage 5.5 V

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本文还研究了不同耦合器输出到回路与系统输出的比对可调谐激光器输出功率的影响，图14是耦合器输出比为9∶1、2∶1、1∶1、1∶2时，泵浦输出功率与可调谐激光器输出功率的关系图。由图14可知：1） 不同耦合器输出比在泵浦功率达到系统阈值后，可调谐激光器输出功率都随着泵浦输出功率增加而增大，分别对其阈值后的数据进行线性拟合，得到线性拟合度分别为99.293%、99.685%、99.84%、99.799%，发现都具有较好的线性关系；2） 在一定范围内，随着耦合器输出比的减小，可调谐激光器输出功率阈值逐渐增大，同时可调谐激光器输出功率随泵浦输出功率增加变化得更快。

图 14. 不同耦合器输出比的泵浦功率与激光器输出功率关系

Fig. 14. Relation between pumping power and laser output power with different coupler output ratios

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4 结论

本文中的可调谐激光器是基于FFP-TF2滤波器设计的，通过DDS函数信号发生器与模拟放大电路结合生产的驱动电压，调节FFP-TF2的腔长，进而改变激光器波长的输出。该系统结构简单，可集成化，小型化，激光器输出波长调谐范围宽，线宽窄，稳定性好，灵活性高，可广泛应用于光纤通信及传感等领域。