Φ-OTDR型分布式光纤声波传感器研究进展 
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1 引言
分布式光纤声波传感器(DAS),除了具有抗电磁干扰、隐蔽性好、耐腐蚀、绝缘等普通光纤传感器的优点外,还具有能实现动态应变的分布式、实时定量检测、结构简单、探测距离长,以及对各种复杂地形的适应程度高和无需外场供电等诸多突出的优点,被广泛应用于周界安防、资源勘探,石油天然气管道检测、通信线路检测、高铁、舰船及机场监测等许多**和工业领域[1-4]。
基于相位敏感光时域反射计(Φ-OTDR)的分布式光纤声波传感系统是利用光纤传输中的后向散射光的相位变化来实现声波信号的分布式测量和还原。一般来说,分布式光纤振动传感器(DVS)只能够探测整个光纤链路上的振动事件发生的位置,但不能定量测量振动的幅值和相位等,而DAS除了具有DVS的优点外,还可以实现实时多点定量检测振动信号的幅值和相位,进而解调出声波信息的大小和频率,具有更广阔的应用前景。
1993年,德克萨斯A&M大学Taylor等[5]首次提出基于瑞利后向散射光和应用超窄线宽激光器的光时域反射计。2005年,Taylor将Φ-OTDR应用于入侵检测,并进行了实验[6]。此时基于Φ-OTDR的DAS处于起步阶段,所应用的都是直接检测方法。直到2010年,渥太华大学的Lu等[7]提出外差探测方式,极大提升了空间分辨率与信噪比等重要指标。至目前为止,人们对直接检测和外差检测两种方式的研究一直都没有停下脚步,同时也衍生出多种对声波相位解调的方法。本文从基于Φ-OTDR的分布式声波传感系统的不同探测结构和相位解调方式出发,介绍近年来Φ-OTDR型分布式光纤声波传感器的研究进展,通过比较不同方案性能的优缺点,对其未来应用做出总结和展望。
2 Φ-OTDR原理
Φ-OTDR的基本结构如
3 光电探测
3.1 直接探测
直接探测方式理论的问世较于外差探测方式要早十几年,它适用于距离较短,信噪比要求不严格的情况。其优点在于结构简单,成本较低,受激光器噪声影响较小。起初它只能定性的探测振动信号,但在目前不断改进中,也可以完成信号的定量测量与还原。
直接探测的过程比较简单,结构如
1998年,Park等[9]为了验证自提出的Φ-OTDR理论的可行性,首次搭建了一套基于直接探测方式的Φ-OTDR系统。如
图 3. 第一套基于直接探测方式的Φ-OTDR系统结构框图[9]
Fig. 3. First Φ-OTDR system block diagram based on direct detection[9]
然而,受限于当时的技术条件与整体的结构,系统空间分辨率仅为400 m,距离实际应用的需求相去甚远。2003年,Choi等[10]将直接探测的方式与马赫-曾德尔(M-Z)干涉仪相结合,同时又采用了与法布里-珀罗(F-P)干涉仪结合的掺铒光纤激光器作为光源。实验中,光纤激光器的瞬时线宽小于3 kHz,频率漂移速率约1 MHz/min。系统整体监测范围可以达到12 km,定位精度为l km,信噪比约为5.6 dB。2005年,德克萨斯A&M大学的Juarez等[11]改进了掺铒光纤F-P激光器,采用直接探测的方式实现了光纤总路径19 km的监测,并使空间分辨率提升到200 m。2008年,电子科技大学联合重庆大学提出一种基于大功率超窄线宽单模光纤激光器的Φ-OTDR光纤分布式传感系统,该系统具有14 km的传感范围和同时期最高的50 m的定位精度,并具有约为12 dB的高信噪比,该系统结构如
图 4. 基于大功率超窄线宽单模光纤激光器的Φ-OTDR光纤分布式传感系统[12]
Fig. 4. Φ-OTDR optical fiber distributed sensing system based on high power ultra-narrow linewidth single mode fiber laser[12]
2009年,电子科技大学Rao等[13]将直接探测结构与双向拉曼放大技术相结合,在光路上也采用了M-Z干涉仪的结构。同时,系统采用由纤维增强塑料(FRP)封装的特殊光纤电缆,进一步提升信噪比,实现了62 km的监测距离和100 m的空间分辨率,均为同时期的最高性能指标。2013年,Martins等[14]采用直接探测结构实现了高达39.5 kHz的振动信号的监测,空间分辨率为5 m,探测距离为1.25 km。2015年,北京航空航天大学的张春熹等[15]在直接探测结构中同时使用了三个环形器,从而有效的提高了受激布里渊散射的阈值,增加了监测距离,最终实现了66.92 km的监测范围。2015年,Fang等[16]提出了一种如
图 6. 基于3×3迈克耳孙干涉仪的直接探测结构[17]
Fig. 6. Direct detection structure based on 3×3 Michelson interferometer[17]
截至目前,直接探测结构主要以
直接探测结构的发展如
表 1. 直接探测结构发展
Table 1. Development of direct detection structures
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3.2 外差探测
外差探测的本质是本振光与具有固定频差的信号光进行干涉,形成拍频信号,进而从中提取出有用信号,其基本结构如
其中,耦合器1输出的光一束直接到耦合器2中作为参考光,频率为f2。另一束光到传感光纤中产生瑞利后向散射光。因为瑞利散射是弹性散射,因此后向散射光仍为经过声光调制器移频后的频率,记为f1。频率为f1的本振光与频率为f2的参考光在耦合器2中相遇而发生干涉,产生频率为f1+f2和f1-f2的差频分量。由于光电探测器本身的频响限制,f1+f2频率的分量将被过滤,留下f1-f2的分量被接收,并以此解调出有用的信息[6,8]。
外差探测最早于2010年被Lu等[7]提出,并且在问世时就实现了1.2 km的监测范围与5 m的空间分辨率。2011年,Qin等[22]又提出了一种基于偏振保持的外差探测结构,并采用直线感应光纤的新布局来代替传统的光纤环路,有效的将外差探测的空间分辨率提升到1 m。同年,Pan等[23]提出一种基于数字相干检测方法的外差检测系统,将监测距离提升至3.5 km。次年,Pan等[24]又在外差探测结构的基础上提出了一种相移双脉冲的方法,用可控脉冲干扰代替随机脉冲干扰,从而减少内部脉冲的干扰,同时该套系统还在传统外差探测的结构上结合了一个非平衡迈克耳孙干涉仪,将监测距离有效地提升为4 km,信噪比提升到大于20 dB的水平。Qin等[25]在外差探测的基础上提出了一种小波变换技术,该项技术可以抑制传感光纤中不同位置偏振态变化引起的随机噪声。此外,这套外差探测系统同时使用了声光调制器和电光调制器,并使用了两个掺铒光纤放大器,有效的提升了整体的信噪比,最终系统在1 km的探测距离内实现了0.5 m的空间分辨率和20 Hz~8 kHz的高频率响应。2013年,Masoudi等[26]提出了基于3×3耦合器的外差探测结构,在系统中通过交叉乘法和微分解调器来抑制信号衰落,在1 km的监测距离内实现了2 m的空间分辨率和500 Hz~5 kHz的频率响应。虽然各项指标均落后于文献[
25]提出的系统,但该项系统的优点是可以同时测量多点扰动,同时可以跟踪时速高达360 km/h的列车,因此在铁路系统中具有良好的应用前景。同年,He等[27]提出了一种基于M-Z干涉仪的外差探测结构。系统中应用了两个声光调制器,产生两个带有时间差的窄脉冲和宽脉冲,分别作用在M-Z干涉仪的两臂上,以此获得极大的频率响应,使得系统在1150 m的监测范围里达到高达6.3 MHz的频率响应范围。2014年,Peng等[28]在外差探测结构上取得重大突破,将外差探测结构与小波变换和双向拉曼放大技术相结合,提出一种超长监测距离的分布式扰动传感系统,该系统将原本外差探测系统1~2 km的监测范围一举提升到128 km,并实现了15 m的空间分辨率,极大增强了外差探测结构的实用性,系统结构如
图 8. 超长监测距离的分布式扰动传感系统[28]
Fig. 8. Distributed disturbance sensing system with super long monitoring distance[28]
同年,Wang等[29]又将外差探测系统与反泵浦一阶拉曼放大、反泵浦布里渊放大和共泵浦二阶拉曼放大三种放大方案相结合,将外差探测系统的监测距离提升至175 km,空间分辨率25 m,这是同时期国内外分布式光纤振动传感系统报道的最长的监测距离。2017年,Zhang等[30]提出了一种将传统外差探测结构与具有查表方案的非平衡3×3耦合器相结合的传感系统结构,该系统具有高于56 dB的信噪比,且具有50~2075 Hz较宽的频率响应,其系统结构如
图 9. 与非平衡3×3耦合器相结合的传感系统结构[30]
Fig. 9. Sensing system structure combined with unbalanced 3×3 coupler[30]
同年,Lu等[31]提出了一套在外差探测的结构中运用频率扫描脉冲的系统,有效缓解了系统传感距离和空间分辨率之间的矛盾,使得整套传感系统在19.8 km的距离上实现了30 cm的空间分辨率。2019年,国家电网-上海市电力公司联合上海先进通信与数据科学研究院提出了一种使用两个激光光源的外差结构,基于相位差法来有效地减小激光光源的噪声。在45 km的传感光纤上,成功达到了10 m的空间分辨率并且保持平均信噪比在37.7 dB的高水平[32]。同年,Dorize等[33]将PDM-BDSK代码应用于基于M-Z干涉仪的外差探测结构上,实现了长距离的高灵敏度和高带宽性能。Ma等[34]将基于迈克耳孙干涉仪的外差探测结构应用于气体绝缘线(GIL)放电定位系统,克服了传统系统侵入性,成本高,结构复杂,空间分辨率低等特点。系统结构如
外差探测结构发展如
表 2. 外差探测结构发展
Table 2. Development of heterodyne detection structure
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4 相位解调
分布式光纤声波传感系统的相位解调方法多种多样。在2010年之前,研究大多侧重对振动信号强度的解调,忽略了对信号相位信息的提取,从而无法进行定量测量。2011年,Pan等[23]基于数字相干检测首次对待测信号的相位信息进行解调,实现了对200 Hz信号的成功解调和定位。自此以后,各项针对振动信号相位解调方案的研究层出不穷,本文主要介绍零差解调和外差解调两种主流方案。
4.1 零差解调
零差解调主要对应于直接探测结构的Φ-OTDR型分布式光纤声波传感系统。直接探测中不存在参考光,所以对应于零差解调方式。零差解调又分为主动零差解调与被动零差解调两种。
4.1.1 主动零差解调法
主动零差解调中的主动是指对光路中传导光纤上的干涉位置施加一个反馈控制,通过反馈的方式将干涉工作点处的相位差维持在π/2处,从而使最终探测器探测到的光信号中余弦项都为零,达到将振动信号的偶数倍频信号全部去除的效果,来尽可能地保留最完整全面的关于振动信号的待解调信息。主动零差解调法常采用闭环结构,这样可以使工作点相位差始终保持在正交范围,测量动态范围大,可有效测量低频及高频信号,同时赋予了系统实时调整的能力。但主动零差解调法结构复杂,包括一个反馈模块,大大增加了系统的复杂性与成本,对系统保护性的要求也极高。同时在多路结构中,无法用反馈的方式补偿低频干扰。因此,在目前的研究中,通常不选用主动零差解调的方式[8,35]。
4.1.2 被动零差解调法
被动零差解调法不需要对光路中干涉仪上的工作点进行反馈控制,因而整体结构比主动零差法要简单很多。现在应用比较广泛的两种被动零差解调方法分别是相位生成载波调制法(PGC)与3×3耦合器法,以下主要介绍这两种主流方法。
1) 相位生成载波调制法
相位生成载波调制法是指在干涉仪的传感臂上施加一个频率极高的载波调制信号,使振动信号成为该载波信号的边带,然后通过低高通滤波、混频等操作,去除噪声信号的干扰,从载波信号中还原振动信号的强度、相位等信息[36]。在解调方面,载波调制拥有很多选择,最常用的是微分交叉相乘(DCM)算法和反正切(Arctan)算法。微分交叉算法的结构框图如
干涉信号与调制信号的一倍频与二倍频信号进行混频,然后进行微分和低通滤波,之后进行交叉相乘,通过积分与高通滤波,解调出所需的振动信号。反正切算法较微分交叉算法相对简洁,其结构框图如
干涉信号与调制信号的一倍频与二倍频信号进行混频,通过低通滤波后信号相加,之后进行积分与反正切运算,最后通过高通滤波器获得解调之后的振动信号。
相位生成载波技术的零差解调方式最早于1982年,由美国海军国家研究室的Dandridge等[37]提出,意在零差干涉仪上追求高性能的信号解调。但这种解调方法很多年后才真正应用于Φ-OTDR系统上。2006年,霍洪丽等[38]基于LabVIEW软件开发出一套开发出PGC数字零差解调系统,解决了由于模拟电路中电器元件的引入而带来的噪声,有效提升了信噪比。2010年,中国科学院半导体研究所的He等[39]在PGC-Arctan算法基础上结合差分自乘(DSM)提出了一种PGC-DSM算法。这种改进后的算法具有更高的信噪比与更低的总谐波失真。2016年,北京航空航天大学Shang等[40]将PGC-DCM算法,即微分交叉算法应用于光纤分布式声学传感系统,解调系统在水下收到的信号,最终系统实现了在600 Hz的-151 dB的相位灵敏度水平,同时实现了6 Pa的可检测的最小声压,证明了PGC-DCM算法在系统中的可实用性。2015年,Fang等[16]在Φ-OTDR系统上应用了PGC-Arctan解调算法,系统将反正切算法与非平衡迈克耳孙干涉仪相结合,成功地在10 km的传感光纤上解调了振动信号,达到了6 m的空间分辨率,最终解调结果的信噪比约为30.45 dB。随后,天津理工大学的Zhang等[41]改进了PGC-DSM算法,在通过引入抗混叠滤波器,降低了最低采样率,降低了系统内存的占用。2016年,天津理工大学的张帅[42]针对PGC算法的相应缺点对算法进行了改进,对于PGC-DCM算法会受光强扰动影响的缺点,他们提出了一种利用参考补偿来解决光强扰动的PGC-RCM算法。其结构如
在传统PGC-DCM算法的基础上,RCM算法增加了对光强干扰、可见度和调制深度影响的补偿。信号经积分后分成两路,一路经过高通滤波后将信号的上包络减去信号的下包络,另一路经过低通滤波后与另一路的结果相除,得到补偿后的结果,剔除了光强干扰、可见度和调制深度的影响。但这种算法频率范围要小于传统PGC算法,同时要求的光路更加复杂。他还提出了一种基于不对称处理的PGC解调方法,对光路的要求相对简单,且能有效减弱光强干扰和调制深度的影响,其结构如
图 14. 基于不对称处理的PGC解调算法结构框图
Fig. 14. Block diagram of PGC demodulation algorithm based on asymmetric processing
该算法在反正切算法的基础上加入了微分、平方和相乘的操作,以此减弱光强干扰和调制深度的影响。在调制深度C偏离2.63时,解调结果中并不包含线性失真。两种算法均以通过结合M-Z干涉仪的Φ-OTDR光路验证过可行性,但尚未以电路形式实现[42]。2018年,Muanenda等[43]提出了一种传统相位载波解调算法的改进,差分乘法和平方(DMS)算法。其结构与上述的基于不对称处理的PGC解调方法类似,但整套系统结合了双脉冲探头的使用,积分微分模块以运算放大器模块实现,最终达到了24 dB的信噪比水平。
相位生成载波调制可测量的动态范围较大,精度较高,线性度良好,可以去除大部分低频环境噪声。但生成的载波频率较高,需要准确获取其二倍频信号,至少要确保系统采样率的四分之一比载波信号的频率要高,这对系统的采样率就提出了很高的要求。同时,Φ-OTDR系统的最大传感距离与采样频率成反比。因此,在两者这间需要做出均衡。
微分交叉算法对电路的要求比较高,容易受硬件设施的影响。同时,微分交叉算法与可见度,光强稳定性与载波调制深度都有密切的关系,每项条件的变化都会严重影响解调信号的准确性。反正切算法相对而言受光强稳定性的影响较小,同时对电路模块要求更低,但其仍旧对载波调制深度有要求,同时它还面临着在±π/2处相位发生跳变,需要解卷绕处理的问题。因此,有人对两种解调算法进行了相应的改进。
2) 3×3耦合器法
3×3耦合器法是被动零差解调常常选用的另一种方法。在光路中相应干涉仪结构后放置一个3×3的耦合器和3个光电探测器。干涉后的光信号经过耦合器和光电探测器后转换为3路相差为120°的电信号,之后经过相应的电路进行解调。解调算法结构如
三路光信号相加后乘1/3,再分别与每路信号相加,去除直流项。之后将各路初步处理后的信号与另外两路信号微分之后的差值做乘法运算。运算结果求和后与3路去直流信号的平方和相除并经过积分处理,即可得到相应的解调结果。为了更好地去除无关项,一般会在除法运算时除以
1982年,美国华盛顿海军研究实验室Koo等[45]首次提出利用3×3耦合器实现光纤传感器信号解调。随后Sheem等[46-47]提出利用3×3耦合器来构造光纤干涉仪结构,并进行信号解调。2013年,南安普顿大学的He等[27]在Φ-OTDR系统上应用了3×3耦合器法用以消除信号衰弱,整体系统空间分辨率为2 m,同时具有极好的实时响应性。2015年,Wang等[17]同样将3×3耦合器法应用Φ-OTDR系统上,实现了多点同时测量,并实现了水下测量。2014,Wang等[29]提出了3×3耦合器解调法与查表法结合的改进方案,避免了模拟电路和数字电路引进的噪声,实验结果显示采用这种改进解调方案的Φ-OTDR系统可以实现高于56 dB的信噪比,并有约2 kHz的频率响应范围。2018年,浙江大学宋牟平等[48]在传统3×3耦合器法解调的基础上,增加了一路检测系统,以四路检测系统来进行相位解调,在保持空间分辨率不降低的情况下有效提升了解调的线性度。
3×3耦合器法与相位生成载波法相比,光路结构要求较低,无需加入压电陶瓷(PZT)进行调制,简化了结构。其解调方法与微分交叉相乘法与反正切法相比,虽然步骤更多,但避免了载波调制深度的影响与相位跳变的问题。同时,3×3耦合器法也具有动态范围大,响应带宽高等优点。但其缺点也相应明显,3个光电探测器的同时使用明显提高了成本,同时系统的信噪比明显下降,同时3×3耦合器的使用也为系统增加了更多不稳定性,影响解调信号的不准确性[44]。
4.2 外差解调
外差解调方式对应于外差探测结构。系统中存在一束信号光和一束参考光,两束光之间存在相位差,因此不需要像上述零差解调方法一样引用干涉仪结构来进行延时处理。常见的外差解调方法是数字同相正交(IQ)解调法。
数字IQ解调法的原理是激光器发出的光经声光移频器移频后,通过掺铒光纤放大器的放大传入传感光纤中并产生移频的后向瑞利散射光。后向瑞利散射光与激光器分出来的另一束本振光相叠加,产生的拍频信号进入平衡光电探测器(BPD),转换为电信号并经过相对应的解调算法进行处理。数字IQ解调法对应的解调算法有些类似零差解调中的PGC-Arctan方法。其结构如
平衡光电探测器输出的电信号分别与移频过的正余弦载频信号相乘,经过低通滤波滤除高频分量后相除并取反正切,得出解调结果。同PGC-Arctan算法一样,数字IQ解调法在反正切时也会遇到在±π处相位的跳变问题,需要相应的解卷绕处理。
2001年,Post K、Hoffman S和Lehmann U获得了“数字正交幅度调制”专利,提出了完全采用数字技术的正交振幅调制(QAM)调制器,IQ解调技术即衍生于此[49]。 2016年,电子科技大学Wang等[50]在Φ-OTDR系统中应用了基于90°光学混频的IQ解调方法,其原理如
混合器将信号光分为两束,并在其中一束上附加了90°的相移用来实现IQ解调。系统最终实现了10 m的空间分辨率和34.1 dB的信噪比。同年,伦敦大学学院的Martins等[51]将二进制相移键控(BPSK)编码和正交相移键控(QPSK)编码与IQ解调技术相结合,实现了2.5 cm的超高空间分辨率。2017年,天津大学的Sha等[52]从光强信号中直接导出一对IQ信号,提出了唯一可用于纯直接检测结构的IQ解调方法。通过将强度信号进行包络拟合,差分求和等操作,直接提取出IQ信号进行IQ解调,该方法经过了单频振动、调幅振动和啁啾振动的检测,是切实可行的。2018年,南京大学的袁泉[53]在基于频率漂移补偿的Φ-OTDR系统中应用了IQ解调法,成功还原了5.89 nε,0.05 Hz的低频微弱信号。同时,吉林大学刘珉含等[54]又提出了基于时钟同源的IQ解调法,提升了解调的准确率与信噪比。
相对于传统的零差解调法来说,数字IQ解调法省去了调制器件,如PZT之类器件的使用,因而结构更加简单。同时,采用IQ解调法所获得的信噪比往往更高,这得益于平衡探测器对一部分噪声的抑制作用和简单结构引入的噪声更小。数字IQ解调法的劣势在于IQ信号间存在90°的相位差,因此整体系统受光源引入的相位噪声的影响更大。此外,解调结果的准确度也会被信号光与本振光之间不稳定的偏振状态所影响。相位解调算法的发展如
表 3. 相位解调算法发展
Table 3. Development of phase demodulation algorithms
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5 结束语
基于Φ-OTDR的分布式光纤声波传感系统在地震波探测、管道检测、边界安防、水下探测等多个方面都有极高的应用前景。本文通过介绍常用的探测结构和解调方式,比较了各自的优缺点,并对目前各种方法的研究应用现状进行了总结。不难看出,零差解调与外差解调都有各自的发展空间。外差解调相对于零差解调来说是一项较新颖的解调方式,其成本更高,系统更复杂,但系统的性能可以获得较大地提升。可以预见,外差解调将会是Φ-OTDR型DAS系统主流的信号解调方式,但同时零差解调也有自身具有独特的优势,这就意味着这种解调方式也不会完全退出舞台。因此,本文对搭建DAS系统时对探测结构与解调方法的选择具有重要指导作用,并对DAS系统结构和相应解调方法的创新研究也有重要意义。
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