基于PDM-DMZM的多通道变频移相信号产生

李赫; 赵尚弘; 于丽娜; 林涛; 张昆; 王国栋; 蒋炜; 李轩

doi:doi:10.3788/CJL202047.1205004

中国激光, 2020, 47 (12): 1205004, 网络出版: 2020-11-30

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Generation of Multichannel Frequency Conversion Signal with Full Range Phase Shift Based on PDM-DMZM

论文大纲

李赫 ¹赵尚弘 ^1,*于丽娜 ²林涛 ¹张昆 ¹王国栋 ¹蒋炜 ³李轩 ¹

作者单位

¹ 空军工程大学信息与导航学院, 陕西西安 710077

² 数字工程与先进计算国家重点实验室, 江苏无锡 214123

³ 中国空间技术研究院西安分院, 陕西西安 710077

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摘要

提出一种可实现相位调谐的微波光子上、下变频信号生成方案,其主要器件为偏振复用-双驱动马赫-曾德尔调制器(PDM-DMZM)。在所提方案中通过调节调制器直流偏置点实现上、下变频信号的切换,通过调节偏振控制器实现相位连续调谐,该方案可扩展为多通道独立相位调谐系统。仿真结果表明,频率为10GHz的射频信号可以分别转换为下变频信号(1GHz)和上变频信号(19GHz),其相位可在0°~360°范围内连续调谐,且不同相位下生成信号的功率最大波动在0.3dB以内,杂散信号抑制比可保持在20dB以上,系统的最大输入频率可调范围为0.5~65.0GHz,生成的移相信号频率可覆盖几GHz到130GHz。

Abstract

In this study, a microwave photon up and down-conversion signal generation scheme is proposed to realize phase tuning. The main component of this scheme is a polarization multiplexing dual-drive Mach-Zehnder modulator (PDM-DMZM). In the proposed scheme, up and down-conversion signals switching can be realized by adjusting the direct current bias point of the modulator. Further, the phase is continuously tuned by adjusting the polarization controller. The proposed scheme can be extended to a multichannel independent phase tuning system. Simulation results show that the radio frequency signal with a frequency of 10GHz can be converted into a down-conversion signal (1GHz) and an up-conversion signal (19GHz). Its phase can be continuously tuned in the range of 0°--360° and generated under different phases. The maximum power fluctuation of the signal is less than 0.3dB, the spurious signal suppression ratio can be maintained above 20dB, the maximum input frequency of the system can be adjusted from 0.5 to 65.0GHz, and the frequency of the generated phase-shifted signal can range from several GHz to 130GHz.

1 引言

与带宽较窄(几个GHz)、频率较低(几十GHz)和传输损耗较大(0.6dB/m)的微波技术相比,微波光子技术因其具有带宽宽(十几GHz)、频率高(THz)、光纤传输损耗小(0.0002dB/m)和抗电磁干扰等优点,可以实现微波信号的产生、处理、传输和控制,所以该技术已成为近年来的研究热点之一^[1-3]。微波光子移相和变频技术可以实现360°的宽带相位控制以及发射、接收机中微波信号的上、下变频,该技术在毫米波波束形成、相控阵雷达和相位编码雷达、电子战和卫星有效载荷等系统中都承担着相应的任务^[4-7],因此国内外学者在微波光子变频^[8-16]和移相方面^[17-22]均提出了许多结构紧凑和性能良好的方案。然而,文献[ 8-22]的结构能实现微波信号的变频或移相一种功能,所以在微波光子系统与链路中需要多个结构来实现所需的多种功能,但这增加了整个系统的复杂度、体积、成本和损耗,为此人们迫切希望在同一结构中可以同时实现变频和移相两种功能。

近年来,可以同时实现变频与移相功能的方案主要分为三种^[23-31]:下变频移相信号生成方案^[23-27],如北京交通大学研究小组提出基于双驱动马赫-曾德尔调制器(DMZM)和光纤布拉格光栅(FBG)的下变频移相信号产生方案^[23],该类方案不能将移相与上变频结合,因此不适用于基于相控阵技术的发射机;上、下变频移相信号同时生成方案^[28-30],如北京交通大学研究小组提出基于单个的双偏振-双驱动马赫-曾德尔调制器(DP-DMZM)的混频移相生成方案^[29],该类方案可以解决第一类方案存在的问题,但在光电转换后需要增加额外的电子器件将两路变频信号分离,因此不适用于多倍频程系统;上变频移相信号生成与下变频移相信号生成方案,如暨南大学研究小组提出基于双偏振-双平行马赫-曾德尔调制器(DP-DPMZM)与偏振调制器(PolM)级联的变频移相信号生成方案^[31],该方案可以解决前两类方案存在的问题,但在扩展成多通道的变频移相系统方面有一定的困难。

基于此,本文提出一种独立多通道的上、下变频移相信号产生方案,其主要器件为偏振复用-双驱动马赫-曾德尔调制器(PDM-DMZM),该器件可以产生两路偏振正交的单边带(SSB)调制信号。首先将FBG作为光窄带滤波器以滤除光载波,得到两路偏振正交的一阶信号,然后使用一个偏振控制器(PC)在两路正交信号中引入等值反向的可调相位,最后经过光电转换产生上、下变频移相信号。与可同时实现变频与移相功能的方案相比^[23-31],所提方案主要有三点改进之处。1)仅通过改变调制器的偏置电压就能切换产生上、下变频移相信号,即可以在接收机中将射频(RF)信号下变频至中频(IF)信号,以便后续信号的处理,也可以在发射机中将RF信号上变频至高频(HF)信号,以满足未来高频段和宽带宽的系统需求。2)减少上、下变频信号同时产生方案中后续使用电滤波器分离不同频率信号的操作,这可以降低系统的复杂度,可应用于多倍频程系统。3)仅通过调整PC就可实现全范围相位的连续调谐,且PC前的器件可以多通道共享,因此容易扩展为独立多通道相位调谐系统,以满足多通道、多功能微波光子链路或系统的结构和性能需求。

2 基本原理

图1为基于PDM-DMZM的多通道上、下变频移相信号产生结构,该结构的主要器件PDM-DMZM由偏振分束器(PBS)、偏振合束器(PBC)和2个平行放置的DMZM组成。当可调谐激光器(TLS)输出光载波时,使其偏振方向与 PDM-DMZM中的一个主轴间的夹角为45°,光载波通过保偏光纤(PMF)注入到调制器后被分成功率相等且偏振正交的两路光信号,并分别进入两个子调制器中。微波信号发生器输出的RF信号首先经过功分器分成两路功率相等的信号,上路的RF信号直接驱动DMZM 1上路的马赫-曾德尔调制器,下路的RF信号经过一个90°的电耦合器后驱动DMZM 1下路的马赫-曾德尔调制器,另一路线路输出(LO)信号经过与RF信号相同的操作后用以驱动DMZM 2。其中V_RF、V_LO和ω_RF、ω_LO分别为两路驱动信号的电压和角频率,t为信号传输时间,V_{bias 1}和V_{bias 2}分别为上、下两路DMZM的直流偏置电压。

图 1. 基于PDM-DMZM的上、下变频多通道移相信号产生结构示意图

Fig. 1. Schematic of up and down-conversion multi-channel phase shift signal generation based on PDM-DMZM

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设光载波为E_cexp(jω_ct),其中E_c和ω_c分别为光载波的幅度和角频率,则PDM-DMZM输出的信号可表示为^[32]

E_{PDM ⁃ DMZM} (t) = [\begin{array}{l} E_{x} (t) \\ E_{y} (t) \end{array}] = [\begin{array}{l} \frac{E_{c}}{2} \exp (j ω_{c} t) \{\exp [j β_{RF} \sin (ω_{RF} t)] + \exp (j φ_{bias 1}) \exp [j β_{RF} \sin (ω_{RF} t + π / 2)]\} \\ \frac{E_{c}}{2} \exp (j ω_{c} t) \{\exp [j β_{LO} \sin (ω_{LO} t)] + \exp (j φ_{bias 2}) \exp [j β_{LO} \sin (ω_{LO} t + π / 2)]\} \end{array}], (1)

式中:E_x(t)和E_y(t)分别表示信号在X偏振方向与Y偏振方向的幅度;β_RF和β_LO分别表示RF信号和LO信号的调制系数,其中β_RF= $(π / V_{π})$ V_RF,β_LO= $(π / V_{π})$ V_LO,V_π为调制器的半波电压;φ_{bias 1}和φ_{bias 2}分别表示DMZM 1和 DMZM 2的偏置电压在其上、下两路引入的相位差,其中φ_{bias 1}= $(π / V_{π})$ V_{bias 1},φ_{bias 2}= $(π / V_{π})$ V_{bias 2}。当调整调制器的直流偏置电压使其满足φ_{bias 1}=-π/2和φ_{bias 2}=-π/2时,DMZM 1和DMZM 2都在正交偏置点(QTP)处工作,使用Jacobi-Anger展开式简化(1)式可得

E_{PDM ⁃ DMZM} (t) = [\begin{array}{l} E_{x} (t) \\ E_{y} (t) \end{array}] = [\begin{array}{l} \frac{E_{c}}{2} \exp (j ω_{c} t) [J_{0} (β_{RF}) (1 - j) + 2 J_{1} (β_{RF}) \exp (j ω_{RF} t)] \\ \frac{E_{c}}{2} \exp (j ω_{c} t) [J_{0} (β_{LO}) (1 - j) + 2 J_{1} (β_{LO}) \exp (j ω_{LO} t)] \end{array}], (2)

式中:J₀(·)和J₁(·)表示第一类0阶和+1阶的贝塞尔函数。在小信号调制的情况下,+1阶以上的边带信号因其强度很小而忽略不计,因此PDM-DMZM输出端的-1阶信号被抑制,在PDM-DMZM输出的光谱中可以看到两路偏振正交、包含载波和+1阶的SSB信号,如图2(a1)所示。偏振正交的SSB信号经过保偏光纤后注入FBG中以滤除载波,在FBG的输出端得到两路偏振正交的+1阶信号,如图2(a2)所示。FBG输出的偏振正交双波长信号通过多通道光功分器后分成多个信号,在每个通道中使用PC在两个+1阶信号上引入大小相等且方向相反的可调相位θ/2^[33-35],其中θ为由PC双折射引起的两个正交分量的相位差,如图2(a3)所示。

直列式光纤PC由两个四分之一波片和一个半波板组成^[36],用于引入偏振相关相位。所有输入的信号都可以通过调整三个波片来转换成任意的偏振状态(SOP)信号。对于前向入射光,PC的传输函数F可表示为

F = [\begin{array}{l} \cos α & - \sin α \\ s in α & \cos α \end{array}] [\begin{array}{l} \exp (j θ / 2) & 0 \\ 0 & \exp (- j θ / 2) \end{array}], (3)

式中:α表示PC的偏振旋转角度。当α=45°时,FBG输出的偏振正交双波长信号从前向射入PC中,则输出信号可表示为

\begin{array}{l} E_{PC} = F \times E_{FBG} = [\begin{array}{l} \cos 45 ° & - \sin 45 ° \\ \sin 45 ° & \cos 45 ° \end{array}] [\begin{array}{l} \exp (j θ / 2) & 0 \\ 0 & \exp (- j θ / 2) \end{array}] [\begin{array}{l} E_{x} (t) \\ E_{y} (t) \end{array}] = \\ \frac{\sqrt[]{2}}{2} E_{c} \exp (jωt) [\begin{array}{l} J_{1} (β_{RF}) \exp (j ω_{RF} t + j θ / 2) \\ J_{1} (β_{LO}) \exp (j ω_{LO} t - j θ / 2) \end{array}], (4) \end{array}

式中:E_PC表示PC的输出信号;E_FBG表示FBG的输出信号。从(4)式可以看到,在两个+1的边带阶信号上引入大小相等且方向相反的可调相位,即可调相位为θ/2。

接下来调整Pol,使其偏振方向与输出的两个正交偏振信号之间的夹角为45°,矢量合成后的信号由EDFA放大后进入PD中进行光电转换,下变频移相信号中的交流分量为

I_{AC} (t) \propto \frac{G_{OA}^{2} E_{c}^{2} R}{4} J_{1} (β_{RF}) J_{1} (β_{LO}) \cos [(ω_{RF} - ω_{LO}) t + θ], (5)

式中:G_OA表示EDFA的增益系数;R为光电探测器的响应度。从(5)式可以看到,该结构可产生频率为ω_RF-ω_LO的下变频信号,其相位可通过调整各通道的PC来实现全范围连续调谐,如图2(a4)所示。同理,当φ_{bias 1}=π/2和φ_{bias 2}=π/2时,DMZM 1和DMZM 2产生信号中的+1阶光边带信号被抑制,此时使用FBG来滤除载波,使用Pol、EDFA和PD对由PC引入偏振相关相位进行矢量合成,经过放大和光电转换后,产生频率为ω_RF-ω_LO的下变频移相信号。

当φ_{bias 1}=-π/2和φ_{bias 2}=π/2时,DMZM 1产生信号中的-1阶边带信号被抑制,因此在光谱中可以看到具有+1阶边带和载波的SSB信号;DMZM 2产生信号中的+1阶边带信号被抑制,在光谱中可以看到具有-1阶边带和载波的SSB信号,如图2(b1)所示,使用FBG滤除载波后得到的信号如图2(b2)所示,则输出信号为

\begin{array}{l} E_{FBG} (t) = [\begin{array}{l} E_{x} (t) \\ E_{y} (t) \end{array}] = \\ [\begin{array}{l} E_{c} \exp (j ω_{c} t) J_{1} (β_{RF}) \exp (j ω_{RF} t) \\ E_{c} \exp (j ω_{c} t) J_{- 1} (β_{LO}) \exp (- j ω_{LO} t) \end{array}], (6) \end{array}

式中:J_-1(·)表示第一类-1阶的贝塞尔函数。FBG输出端的信号由PC引入可调相位,如图2(b3)所示,经过EDFA和PD放大和光电转换后得到信号中的交流分量为

\begin{array}{l} I_{AC} (t) \propto \frac{G_{OA}^{2} E_{c}^{2} R}{4} \times \\ J_{1} (β_{RF}) J_{- 1} (β_{LO}) \cos [(ω_{RF} + ω_{LO}) t + θ] 。 (7) \end{array}

从(7)式可以看到,该结构可产生频率为ω_RF+ω_LO的上变频移相信号,其相位可通过调整各通道的PC来实现全范围调谐,如图2(b4)所示。同理,当φ_{bias 1}=π/2和φ_{bias 2}=-π/2时,该结构同样可以产生频率为ω_RF+ω_LO的上变频移相信号。当ω_RF=ω_LO时,产生的信号为二倍频移相信号。

图 2. 不同器件在不同情况下的输出光谱/电谱示意图。(a1)~(a4)下变频移相;(b1)~(b4)上变频移相

Fig. 2. Schematic of output spectra/electric spectra of different devices under different conditions. (a1)--(a4) down-conversion phase shift; (b1)--(b4) up-conversion phase shift

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综上所述,多通道变频信号的相位仅通过调整各通道的PC就可以实现独立通道的全范围连续调谐,最小相位调节度数取决于PC的最小调节限度。当R、G_OA、输入光信号的强度E_in以及β_RF和β_LO保持不变,并应用特定的自动偏压控制电路^[37-38]时,各路变频移相信号的幅度响应平坦,满足多通道微波光子系统独立相位可调的需求。

3 仿真结果与分析

3.1 变频与移相功能的仿真验证

为了验证所提方案的可行性,基于商用光学仿真软件OptiSystem按照图1的结构,并依据文献[ 29-30,39-48]中的实验数据以及目前可商用器件的实际参数进行参数的设置和仿真。TLS发射频率为193.1THz、功率为10dBm的光载波,PDM-DMZM的半波电压和消光比(ER)分别为3.5V和30dB。RF信号和LO信号的功率均设置为15dBm,频率分别为10GHz和9GHz。FBG具有193.1THz的中心频率ω_m和10GHz的带宽B^[39]。调制器的直流偏置电压分别设置为φ_{bias 1}=-π/2、φ_{bias 2}=-π/2和φ_{bias 1}=-π/2、φ_{bias 2}=π/2,用来实现下、上变频移相信号的产生。仿真模拟过程中,FBG的功率响应如图3所示,测量得到的PDM-DMZM与FBG输出的光谱以及PD输出的电谱如图4所示。

图 3. FBG的功率响应

Fig. 3. Power response of FBG

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图 4. 不同器件的性能曲线。(a)(c)光谱;(b)(d)电谱

Fig. 4. Performance curves of different devices. (a)(c) Spectra; (b)(d) electric spectra

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从图4(a)可以看到,当产生变频移相信号时,FBG可以有效抑制载波,从而获得40dB左右的载波抑制比,并得到一对偏振正交的一阶边带信号,且在X偏振方向和Y偏振方向的光杂散边带抑制比(OSSR)均在20dB以上,说明FBG具有较好的载波抑制效果、光杂散边带抑制效果和偏振隔离度。从图4(b)可以看到,在实现两种功能的同时可分别得到1GHz的下变频信号和19GHz的上变频信号,电谱中的杂散信号抑制比(USSR)均在24dB以上,表明该结构具有良好的变频功能,后续不需要特别增加滤波器对信号进行分离,说明该结构可用于众多微波光子系统的发射和接收。

接下来调节任意一个通道的PC进行相位调谐,绘制不同相位下的变频移相信号波形,如图5(a)所示。从图5(a)可以看到,当PC引入的可调相位在0°~360°之间时,可以实现变频信号的全范围相位调谐。记录不同相位下移相信号功率和USSR的变化曲线,如图5(b)所示。从图5(b)可以看到,当进行相位调谐时,两种信号的最大功率波动都在0.3dB以内,USSR都在20dB以上,说明所提方案可以获得具有较平坦的功率响应和较好的信号质量。

图 5. 变频移相信号在不同相位的性能曲线。(a)(c)波形;(b)(d)移相信号功率和USSR

Fig. 5. Performance curves of variable frequency phase shift signal in different phases. (a)(c) Waveforms; (b)(d) phase shift signal power and USSR

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3.2 直流偏置点漂移对系统性能的影响

集成的PDM-DMZM有两个独立作用的直流偏置点,在实际应用中,直流偏置电压的漂移将在一定程度上不可避免地影响变频移相信号的质量,因此接下来主要探究两个直流偏置点同时漂移时对移相信号功率平坦度和USSR的影响。将两个直流偏置电压的偏移值设置在-5%~5%之间,保证PC引入的可调相位为0°,其他参数的设置同变频与移相功能仿真模拟保持一致,变频移相信号的功率及USSR随着直流偏置点漂移的变化曲线,如图6所示。从图6可以看到,当两个直流偏置电压的偏移值在-5%~5%之间且同时漂移时,上、下变频移相信号的功率均在0.1dB以内波动,USSR均在20dB以上,表明所提方案对直流偏置漂移具有较好的鲁棒性。

图 6. 直流偏置点漂移在不同情况下对变频移相信号的影响示意图。(a)(c)功率;(b)(d) USSR

Fig. 6. Schematic of influence of direct current bias point drift on frequency conversion phase shift signal under different conditions. (a)(c) Power; (b)(d) USSR

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3.3 非理想消光比对系统性能的影响

仿真模拟过程中,调制器的ER设置为30dB,但是受到制作工艺的限制,实际商用调制器的ER通常设置在20dB~30dB之间。保证PC引入的可调相位为0°,其他参数的设置同变频与移相功能仿真模拟保持一致,研究非理想的ER对系统相关性能,尤其是变频信号的功率平坦度和USSR的影响,结果如图7所示。从图7可以看到,当ER的变化范围为20dB~30dB时,上、下变频移相信号的功率都在0.1dB以内波动,表明所提方案在ER恶化的情况下仍具有较平坦的功率响应,但是随着ER的恶化,系统对光杂散边带信号的抑制能力下降,导致USSR恶化。随着各种光电子器件与制造工艺的发展,目前大部分电光调制器的ER可达到30dB,甚至40dB或更高^[49-51],为此可利于所提方案产生更高频谱纯度的变频移相信号。

图 7. ER恶化对信号平坦度和USSR的影响。(a)下变频移相信号;(b)上变频移相信号

Fig. 7. Effect of ER deterioration on signal flatness and USSR. (a) Down-conversion phase-shifted signal; (b) up-conversion phase-shifted signal

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3.4 本振信号幅度对系统性能的影响

系统的变频效率(CE)是指系统产生的变频信号功率与输入RF信号功率之比,仿真模拟过程中,可通过调整LO信号的功率来获取较大的CE^[52]。首先将LO信号的功率范围设置在1dBm~28dBm之间,RF信号功率和其他参数的设置同3.1~3.3节一致,测量系统的CE和USSR,结果如图8所示。从图8可以看到,当LO信号的功率上升在13dBm左右时,CE和USSR都处于较高的水平,此时系统具有较好的性能;然而随着LO信号功率的进一步增加,二阶光边带信号成为主要的光杂散边带信号,使得变频后的电谱中杂散边带信号的功率升高,有用信号的功率降低,因此CE和USSR也逐渐下降。综上所述,当LO信号的功率在13dBm左右时,系统具有较好的性能。

图 8. LO信号功率对CE和USSR的影响。(a)下变频移相信号;(b)上变频移相信号

Fig. 8. Effect of LO signal power on CE and USSR. (a) Down-conversion phase-shifted signal; (b) up-conversion phase-shifted signal

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4 讨论与分析

4.1 FBG频率相关的幅频响应和相频响应对系统性能的影响

在所提多通道变频移相信号的产生方案中,FBG可以用于滤除PDM-DMZM输出端偏振正交双波长信号中的光载波,从而在输出端得到两路偏振正交的载波以抑制一阶信号,用于后续的移相与变频处理。仿真模拟过程中,为了获得较明显的结果,设置的FBG参数可以使其传输幅度响应对反射带宽以外的频率信号满足 $|H_{t} (ω)|$ =1,其中H_t(ω)为FBG的传输响应,ω≤ω_m-B/2或ω>ω_m+B/2,群延迟系数D=0,即不同频率信号通过FBG后的幅度不变,引入相位为0,使得变频信号的幅度在理论上是恒定的,其相位仅随着PC的引入在360°以内调谐。然而实际中的FBG参数不能如仿真结果一样理想,因此FBG频率相关的功率响应和相位响应不可避免地会对变频信号的功率平坦度以及可调相位产生一定的影响。以下变频移相信号的产生方案为例,在FBG输出端输出偏振正交载波抑制的SSB信号为

E_{FBG} (t) = [\begin{array}{l} E_{x} (t) \\ E_{y} (t) \end{array}] = [\begin{array}{l} E_{c} J_{1} (β_{RF}) \exp (j ω_{c} t) |H_{t} (ω_{c} + ω_{RF})| \exp [j ω_{RF} t + j P_{H_{t}} (ω_{c} + ω_{RF})] \\ E_{c} J_{1} (β_{LO}) \exp (j ω_{c} t) |H_{t} (ω_{c} + ω_{LO})| \exp [j ω_{LO} t + j P_{H_{t}} (ω_{c} + ω_{LO})] \end{array}], (8)

式中: $|H_{t} (ω_{c} + ω_{RF})|$ 和 $|H_{t} (ω_{c} + ω_{LO})|$ 分别表示在ω_c+ω_RF和ω_c+ω_LO频率处FBG的传输幅度响应和相位值; $P_{H_{t}}$ (ω_c+ω_RF)、 $P_{H_{t}}$ (ω_c+ω_LO)分别表示在ω_c+ω_RF 和ω_c+ω_LO 频率处FBG的相位值。使用Pol、EDFA和PD对SSB信号进行合并、放大和光电转换,从而得到信号中的交流分量为

\begin{array}{l} I_{AC} (t) \propto \frac{G_{OA}^{2} E_{c}^{2} R}{4} J_{1} (β_{RF}) J_{1} (β_{LO}) |H_{t} (ω_{c} + ω_{RF})| |H_{t} (ω_{c} + ω_{LO})| \times \\ \cos \{(ω_{RF} - ω_{LO}) t + θ + [P_{H_{t}} (ω_{c} + ω_{RF}) - P_{H_{t}} (ω_{c} + ω_{LO})]\} 。 (9) \end{array}

从(9)式可以看到,变频后的信号功率有两项影响因子。一项是频率无关因子,包括EDFA的增益系数、光载波的功率、PD的响应度和调制系数;另一项是由FBG引入的幅度因子 $|H_{t} (ω_{c} + ω_{RF})|$ 和 $|H_{t} (ω_{c} + ω_{LO})|$ 。当 $|H_{t} (ω_{c} + ω_{RF})| |H_{t} (ω_{c} + ω_{LO})|$ 值不为1时,不同频率信号变频后的功率不同,但是目前的加工技术越加精湛,使得FBG反射和传输响应的功率可以在0.5dB以内波动^[40],因此由FBG引起的不同功率对系统性能不会产生很大的影响。

从(9)式可以看到,产生信号的相位由两项影响因子组成。一项是由PC引入的θ,另一项是由FBG频率相关的相位响应引入的频率相关因子 $P_{H_{t}}$ (ω_c+ω_RF)- $P_{H_{t}}$ (ω_c+ω_LO)。实际应用中,FBG的群延时系数不能达到0,因此传输信号引入的相位也不为0。当生成的变频信号频率固定时,FBG对此频率信号引入的相位 $P_{H_{t}}$ (ω_c+ω_RF)- $P_{H_{t}}$ (ω_c+ω_LO)为固定值,此时可以通过测量实际应用的FBG相位响应来预估此频率处FBG引入的相位值,从而在实际后续的移相处理中对其进行相应的补偿和调节。

4.2 系统的频率可调范围

多通道变频移相信号产生系统的频率可调范围主要受到系统中各元件工作带宽的限制,如PDM-DMZM、90°电耦合器、电功分器、FBG和PD。目前,PD的带宽可达到500GHz以上^[53],商用90°电耦合器和电功分器可以覆盖的频率可调范围分别为0.5~67.0GHz和0.5~65.0GHz^[54-56],并且带宽为75GHz的电光调制器已经得到了验证^[57-58],因此系统的频率可调范围被限制在0.5~65.0GHz之间。在多通道变频移相信号产生方案中,为了利用FBG有效滤除光载波,需要将FBG的中心频率设置在光载波频率处,则B需要满足min{ω_RF,ω_LO}≥B/2,因此B值越小,系统频率可调范围的下限频率越低。目前,具有9MHz超窄陷波带宽的FBG已经得到了验证^[41],表明所提方案可以实现频率为MHz量级的微波信号的输入。近年来,先进的光纤光栅制造技术使反射率接近100%的FBG成为可能,FBG的频率和带宽等参数可以在生产过程中通过改变各种参数进行调整^[40],因此具有合适参数的FBG可以使系统的输入频率覆盖几MHz到上百GHz,并有效滤除载波。综上所述,多通道变频移相信号产生系统的频率操作范围主要受到电耦合器和电功分器的限制,约为0.5~65.0GHz。

在上述情况下产生下变频移相信号,当RF信号和LO信号的频率相差较小时,可生成极低频率的中频移相信号;产生上变频移相信号,可生成最高130GHz的高频移相信号,使该系统可覆盖目前的通信系统、电子战系统和雷达系统中的常用频段,例如S波段、C波段、X波段和Ku波段^[59],并且可以扩展至K波段、Ka波段、U波段和V波段,以满足未来更高频段、更大容量和更高速率的系统。

4.3 结构对比分析

目前,变频移相信号产生方案主要有三类,下面在三类方案中各选取一个方案,即北京交通大学研究小组^[23,29]和暨南大学研究小组^[31]提出的变频移相系统,与所提方案在实现功能、频率可调范围和生成信号覆盖范围、多通道系统扩展能力和成本方面进行详细的对比分析,结果如表1所示。从表1可以看到如下的情况。1)在实现功能方面,北京交通大学研究小组提出的变频移相系统只能实现下变频移相信号的产生,不能将移相与上变频结合^[23],无法满足高频发射机和相控阵波束形成网络中的需求;该研究小组提出的另一方案可实现上、下变频移相信号的同时产生^[29],但是后续需要额外的滤波器将信号分离,不能应用于多频倍程系统,当生成的上、下变频移相信号的频率相近时,会对滤波器的带宽等指标要求较高,增加系统的复杂度;暨南大学研究小组提出的方案可实现上变频移相信号或者下变频移相信号的产生^[31],但是该方案需通过DP-DPMZM与PolM的级联来实现移相信号的产生,级联结构增加了系统的插损、复杂度和成本;所提方案基于单个的PDM-DMZM,可通过调节直流偏置点来实现上变频移相信号与下变频移相信号的切换产生,不需要后续增加电滤波器来分离信号,既可以在接收机中将信号下变频以便信号处理,也可在发射机中将信号上变频以满足高频系统的需求。2)在频率可调范围和生成信号覆盖范围方面,所提方案在器件参数优化选择的基础上,不仅可以将输入信号调谐S波段至V波段,产生信号的频率由于系统的多功能性可覆盖几GHz到130GHz,说明所提方案可以在一定程度上改善频率可调范围及生成信号覆盖范围。3)在多通道系统扩展能力和成本方面,北京交通大学研究小组提出的方案若扩展成多通道相位独立调谐系统^[23],则需要多个FBG和多调制器,这增加了系统的复杂性和成本;北京交通大学研究小组所提的另一方案^[29]由于需要对调节主调制器的直流偏置电压进行相位调谐,且后续需要电滤波器来实现变频信号的分离,因此不易扩展为多通道系统;暨南大学研究小组提出的变频移相系统^[31]通过调节PolM的直流偏置电压来实现相位调谐,若扩展为多通道相位调谐系统则需要多个PolM,成本和复杂度大幅度增加;所提方案中PC前的器件都可以实现多通道共享,只需调节各路的PC就能够以相对较少的成本来实现多通道相位独立调谐的功能。

表 1. 不同方案结构的对比

Table 1. Comparison of structure with different schemes

Scheme	Function	Operatingfrequency/GHz	Generatedfrequency	Powervariation /dB	Means ofmultichannelphase tuning	Cost	Phase shiftoperation
Proposedscheme	Multichannelfrequency up/down-conversionwithphase tuning	0.5--65.0	Several MHzto 130GHz	±0.15	Adjusting PCs inmultichannel	Lower	Complicated
Ref. [23]	Multichannelfrequencydown-conversionwithphase tuning	12.0--20.0	Intermediatefrequency	±1.00	Adjusting DCbiases ofmodulators inmultichannelor wavelengthof laser	Higher	Simple
Ref. [29]	Simultaneousfrequencyup-anddown-conversionwith phase tuning	DC to 4	8GHz to 16GHz/0GHz to 4GHz	±1.00	No discussion	Higher	Simple
Ref. [31]	Frequency up/down-conversionwith phase tuning	2.0--26.5	3.5GHz to 26.5GHz/0.5GHz to 3.0GHz	±1.00	Adjusting DC bias of PolM	Higher	Simple

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所提方案的不足之处主要在于对FBG的性能指标要求较高,因为FBG的带宽会限制系统的最小输入频率,且FBG的相位响应和幅度响应不可避免地影响生成信号的功率平坦度和瞬时相位。此外,在所提方案中利用PC对各通道变频信号进行相位调谐,需要同时调节PC的三个波片。与北京交通大学^[23,29]和暨南大学研究小组^[31]提出方案中调节调制器直流偏置点来实现相位调谐相比,所提方案在实际操作方面具有一定的复杂性。

5 结论

本课题组提出一种基于PDM-DMZM的变频移相信号产生方案,调整调制器的直流偏置点可实现上、下变频移相信号的切换产生,通过设置PC的偏振引入相位可实现变频信号在0°~360°之间的相位调谐。由于PC前的器件可以多通道共享,因此该结构可扩展为独立多通道相位调谐系统。利用仿真模拟验证方案的上、下变频和移相功能,产生信号的最大功率波动在0.3dB以内,杂散信号抑制比始终保持在20dB以上。此外,本课题组又研究直流偏置点漂移、调制器消光比恶化和本振信号幅度对系统相关性能的影响,理论分析系统的频率可调范围以及FBG频率相关的功率响应和相位响应对变频移相信号功率平坦度和可调相位的影响。仿真结果表明,当直流偏置点的漂移值在-5%~5%以内、消光比在25dB以上时,方案中的结构能够保持较好的性能。所提方案具有功率响应平坦、频率覆盖范围广和应用场景广泛的优点,可广泛应用于微波光子系统,例如毫米波相控阵波束形成网络、相控阵雷达系统^[60]和电子战系统。然而所提方案的不足之处在于FBG频率相关的功率和相位响应可在一定程度上影响移相信号的功率平坦度和可调相位,在后续的研究中,本课题组将继续对所提方案中的结构进行改进,改善由FBG的频率相关参数造成生成信号频率相关的功率和相位波动的问题,例如使用具有相反群延时系数的色散光纤进行相位补偿,后续通过增加可调谐的电功率补偿器件实现功率补偿。

参考文献

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4.1 FBG频率相关的幅频响应和相频响应对系统性能的影响

4.2 系统的频率可调范围

4.3 结构对比分析

5 结论

李赫, 赵尚弘, 于丽娜, 林涛, 张昆, 王国栋, 蒋炜, 李轩. 基于PDM-DMZM的多通道变频移相信号产生[J]. 中国激光, 2020, 47(12): 1205004. Li He, Zhao Shanghong, Yu Lina, Lin Tao, Zhang Kun, Wang Guodong, Jiang Wei, Li Xuan. Generation of Multichannel Frequency Conversion Signal with Full Range Phase Shift Based on PDM-DMZM[J]. Chinese Journal of Lasers, 2020, 47(12): 1205004.

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1 引言

2 基本原理

图 1. 基于PDM-DMZM的上、下变频多通道移相信号产生结构示意图

Fig. 1. Schematic of up and down-conversion multi-channel phase shift signal generation based on PDM-DMZM

图 2. 不同器件在不同情况下的输出光谱/电谱示意图。(a1)~(a4)下变频移相;(b1)~(b4)上变频移相

Fig. 2. Schematic of output spectra/electric spectra of different devices under different conditions. (a1)--(a4) down-conversion phase shift; (b1)--(b4) up-conversion phase shift

3 仿真结果与分析

3.1 变频与移相功能的仿真验证

图 3. FBG的功率响应

Fig. 3. Power response of FBG

图 4. 不同器件的性能曲线。(a)(c)光谱;(b)(d)电谱

Fig. 4. Performance curves of different devices. (a)(c) Spectra; (b)(d) electric spectra

图 5. 变频移相信号在不同相位的性能曲线。(a)(c)波形;(b)(d)移相信号功率和USSR

Fig. 5. Performance curves of variable frequency phase shift signal in different phases. (a)(c) Waveforms; (b)(d) phase shift signal power and USSR

3.2 直流偏置点漂移对系统性能的影响

图 6. 直流偏置点漂移在不同情况下对变频移相信号的影响示意图。(a)(c)功率;(b)(d) USSR

Fig. 6. Schematic of influence of direct current bias point drift on frequency conversion phase shift signal under different conditions. (a)(c) Power; (b)(d) USSR

3.3 非理想消光比对系统性能的影响

图 7. ER恶化对信号平坦度和USSR的影响。(a)下变频移相信号;(b)上变频移相信号

Fig. 7. Effect of ER deterioration on signal flatness and USSR. (a) Down-conversion phase-shifted signal; (b) up-conversion phase-shifted signal

3.4 本振信号幅度对系统性能的影响

图 8. LO信号功率对CE和USSR的影响。(a)下变频移相信号;(b)上变频移相信号

Fig. 8. Effect of LO signal power on CE and USSR. (a) Down-conversion phase-shifted signal; (b) up-conversion phase-shifted signal

4 讨论与分析

4.1 FBG频率相关的幅频响应和相频响应对系统性能的影响

4.2 系统的频率可调范围

4.3 结构对比分析

表 1. 不同方案结构的对比

Table 1. Comparison of structure with different schemes

5 结论

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1 引言

2 基本原理

图 1. 基于PDM-DMZM的上、下变频多通道移相信号产生结构示意图

Fig. 1. Schematic of up and down-conversion multi-channel phase shift signal generation based on PDM-DMZM

图 2. 不同器件在不同情况下的输出光谱/电谱示意图。(a1)~(a4)下变频移相;(b1)~(b4)上变频移相

Fig. 2. Schematic of output spectra/electric spectra of different devices under different conditions. (a1)--(a4) down-conversion phase shift; (b1)--(b4) up-conversion phase shift

3 仿真结果与分析

3.1 变频与移相功能的仿真验证

图 3. FBG的功率响应

Fig. 3. Power response of FBG

图 4. 不同器件的性能曲线。(a)(c)光谱;(b)(d)电谱

Fig. 4. Performance curves of different devices. (a)(c) Spectra; (b)(d) electric spectra

图 5. 变频移相信号在不同相位的性能曲线。(a)(c)波形;(b)(d)移相信号功率和USSR

Fig. 5. Performance curves of variable frequency phase shift signal in different phases. (a)(c) Waveforms; (b)(d) phase shift signal power and USSR

3.2 直流偏置点漂移对系统性能的影响

图 6. 直流偏置点漂移在不同情况下对变频移相信号的影响示意图。(a)(c)功率;(b)(d) USSR

Fig. 6. Schematic of influence of direct current bias point drift on frequency conversion phase shift signal under different conditions. (a)(c) Power; (b)(d) USSR

3.3 非理想消光比对系统性能的影响

图 7. ER恶化对信号平坦度和USSR的影响。(a)下变频移相信号;(b)上变频移相信号

Fig. 7. Effect of ER deterioration on signal flatness and USSR. (a) Down-conversion phase-shifted signal; (b) up-conversion phase-shifted signal

3.4 本振信号幅度对系统性能的影响

图 8. LO信号功率对CE和USSR的影响。(a)下变频移相信号;(b)上变频移相信号

Fig. 8. Effect of LO signal power on CE and USSR. (a) Down-conversion phase-shifted signal; (b) up-conversion phase-shifted signal

4 讨论与分析

4.1 FBG频率相关的幅频响应和相频响应对系统性能的影响

4.2 系统的频率可调范围

4.3 结构对比分析

表 1. 不同方案结构的对比

Table 1. Comparison of structure with different schemes

5 结论

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