漂移阶跃恢复二极管（DSRD）是一种高功率高重频超高速固态断路开关，最早是由俄罗斯科学家Grehov I V于1983年提出，具有恢复速度快、重复频率高、性能稳定、损耗低、寿命长等优点^[1-3]。因此，基于DSRD的脉冲源被广泛应用于高功率激光、臭氧制备、超宽带雷达等领域^[4-8]。国内外的研究机构对基于DSRD的固态重频脉冲源开展了大量的研究工作。2009年Soreq Nuclear Research Center的Merensky L M等研制了基于DSRD的脉冲源，输出峰值电压约1.8 kV，上升时间约100 ps，重复频率约50 kHz^[9]。西安电子工程研究所的王亚杰等人研制出输出脉冲幅值为2 kV，脉冲前沿680 ps的亚纳秒级脉冲发生器^[10]。2019年张琦等采用了模块化设计，研制了一种结构紧凑的基于DSRD的纳秒级脉冲发生器，其输出电压可达3.7 kV，脉冲前沿8.2 ns，可在200 Hz重复频率下稳定工作^[11]。在高功率电磁环境模拟及效应研究中，为了模拟高功率电磁环境对工作在不同频率的电子通信设备运行特性的影响，探究高功率电磁环境引起的电磁干扰效应机理，推动相关技术或防护措施的进步，对研制高重频高幅值纳秒脉冲功率源有着迫切的需求。开展以DSRD为核心开关器件的脉冲源研制，可以为高功率电磁环境模拟及效应相关研究提供很好的实验平台，但现有的DSRD脉冲源在高重频条件下输出脉冲峰值电压较低，难以满足随着高功率电磁环境模拟技术的发展，对脉冲功率源高幅值、高重频、窄脉冲的更高性能要求。为了探索利用DSRD产生更高幅值、快前沿的纳秒脉冲，需深入研究各种因素对脉冲源输出特性的影响规律。本文介绍了通过研究可饱和脉冲变压器匝数、磁芯截面积、触发脉冲宽度及负载阻值等参数对脉冲源输出特性的影响规律得到一种基于DSRD的高电压高重频超高速全固态脉冲源。

1 基本工作原理

DSRD是一种由P⁺P'NN⁺四层结构组成的两端器件，单个器件截断电流密度为200 A·cm⁻²，电流截断时间0.5～10 ns，工作电压约2 kV，器件的恢复时间可小于1 μs ，具有MHz重频工作能力^[12-13]。DSRD的基本结构如图1所示。工作原理：通过向DSRD器件内部注入电流I_SD，在t⁺阶段，正向泵浦电流I_SD注入DSRD器件的基区产生了过剩载流子；t⁻阶段，反向抽取电流I_SD快速将过剩载流子完全抽出在半导体内部产生强电场区阻止电流继续通过，引起器件快速关断，在负载上产生快沿脉冲V_SD。典型的电压电流波形如图2所示。

图 1. DSRD基本结构示意图

Fig. 1. Diagram of DSRD basic structure

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图 2. DSRD典型电压电流波形

Fig. 2. Typical voltage-time and current-time waveforms of DSRD

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2 脉冲源电路拓扑结构

图3是基于DSRD的高压高重频快前沿脉冲源电路示意图，图中（a）、（b）、（c）、（d）分别为供电单元、储能单元、脉冲形成单元及负载。图4为实物照片。供电单元提供整个脉冲源系统的能量输入，大电容C₁具有稳压的作用；储能单元中电容C₂为初级储能电容；脉冲形成单元选用磁饱和脉冲变压器结合DSRD的电路方案，可饱和脉冲变压器选用铁基非晶纳米晶材料环形磁芯，DSRD组件由数十只单片DSRD堆叠而成，C₃为次级储能电容，S₁为DE475-102N21A型MOSFET开关，其最高耐压V_dss＝1000 V，漏源电流I_d＝144 A，开通和关断时间分别约t_r＝5 ns和t_f＝8 ns^[14]，在需要输出高幅值电压时通常需要多个串联使用。信号源提供外控触发信号，脉宽可调范围为250～400 ns。

图 3. DSRD脉冲源电路示意图

Fig. 3. Schematic of DSRD pulse generator circuit

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图 4. 基于DSRD的脉冲源

Fig. 4. Pulse generator based on DSRD

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电路工作原理如下：直流电源对电容C₁进行充电，C₁再对初级储能电容C₂进行持续充电，保证重复频率条件下脉冲的稳定输出。信号源产生重复频率脉冲信号控制MOSFET管S₁的通断，C₂通过可饱和脉冲变压器PT给次级储能电容C₃谐振充电，两端电压缓慢上升。当C₃电压达到一定值时，脉冲变压器PT饱和，副边与原边回路去耦隔离，电容C₃中储存的能量转移到副边电感，同时流经器件DSRD的电流反向。基区积累的大量非平衡载流子将被抽取，当载流子完全消失时DSRD截止，副边电感向负载电阻R_L放电，于负载端产生一个高幅值陡前沿脉冲。同时副边反向端电压对副边电感起去磁作用，使可饱和脉冲变压器复位。

实验过程中采用高压电阻分压器对输出脉冲波形进行测量，高压臂为RIG8B型高压电阻器，阻值为500 Ω至50 kΩ，低压臂为阻值为0.2 Ω的薄膜电阻。流经DSRD器件电流则使用灵敏度为1的PEARSON 2877电流线圈进行测量。为满足脉冲源应用需求，应尽量提高负载端输出脉冲的幅值，并缩短上升时间。脉冲幅值主要和正向泵浦期间电容C₃上储存的能量相关，而上升时间则主要和反向抽取期间流经DSRD的电流变化率相关，电流变化率越大，输出脉冲上升时间越短。

环形磁芯脉冲变压器谐振充电电路中，伏秒积应满足^[15]

式中：V₂（t）为脉冲变压器副边端电压；ΔB_m为磁芯的最大磁感应增量；N₂为副边绕组匝数；磁芯截面积S可表示为单层磁芯高度h和可饱和脉冲变压器磁芯外径r_o及内径r_i差值（r_o−r_i）的乘积。

考虑到环形磁芯的对称性，结合安培环路定理，通过副边绕组电流为i₂，磁芯截面上的平均磁场强度^[16]

又V_2（t）＝L_PTs·di₂/dt，由式（1）～（2）可得，PT副边电感

式中： $\;{{{\mu}} _0}$为真空磁导率； $\;{{{\mu}} _{\rm{r}}}$为磁芯相对磁导率。

充电电路半谐振周期可表示为

由上述分析可知，在图3脉冲源主回路中，半谐振周期τ受副边线圈电感L_PTs影响，而L_PTs正比于线圈缠绕匝数平方和磁芯截面积。因此，可考虑调整线圈缠绕匝数、磁芯截面积来改善输出特性。同时，负载电阻阻值R_L、MOSFET管S₁触发脉冲宽度Δt等电路参数值的选取亦会对脉冲源输出特性产生直接影响。

3 实验结果与讨论

通过优化电路拓扑结构及泵浦参数，可以提高脉冲源的输出工作效率。利用建立的脉冲源测试平台，进行脉冲源单次脉冲实验，研究了可饱和变压器匝数、磁芯截面积、电路负载阻值等结构参数及信号源的触发脉冲宽度等泵浦参数对输出特性的影响。对照组参数设置：电容C₁、C₂、C₃取值分别为5 μF、300 nF、13.3 nF；磁饱和脉冲变压器磁芯内外径尺寸分别为20 mm、32 mm，磁芯高度10 mm，磁芯累叠3层，线圈原边缠绕两匝，且满足原副边匝数比为=2∶4；负载阻值R_L＝50 kΩ；信号源触发脉冲宽度Δt＝330 ns。

3.1 输出特性随线圈缠绕匝数的变化

保持脉冲变压器原副边匝数比为1∶2不变，线圈原边缠绕匝数为1～4时，脉冲源输出脉冲幅值、前沿及半峰宽的变化规律如图5所示。随着缠绕匝数的增大，输出脉冲幅值逐渐减小，上升时间及半峰宽逐渐增大。由式（3）～（4）可知，副边线圈饱和电感L_PTs正比于N₂²，对于副边线圈电感与C₃组成的LC电路，半谐振周期增大，反向抽取时间变长，电流变化率变慢，当原边缠绕匝数在1～4变化时，输出脉冲前沿从4.6 ns增至26.4 ns，说明器件截断速度明显变慢；同时流经回路电流减小，储存载流子减少，输出脉冲幅值从58.8 kV减小至8.8 kV，这与实验结果一致。

图 5. 线圈缠绕匝数对输出特性的影响

Fig. 5. Waveforms of output voltage，rise time and FWHM pulse width changing with coil winding turns

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3.2 输出特性随磁芯截面积的变化

脉冲源输出脉冲幅值、前沿及半峰宽随磁芯截面积的变化规律如图6所示，随着重叠层数增大，输出脉冲幅值减小，脉冲上升时间及半峰宽增大。实验中磁芯仅有一种规格，通常将其叠起来使用，这就使得磁芯高度成倍增长，磁芯截面积S正比于磁芯高度h亦成倍增长。随着磁芯截面积的增大，反向饱和电感增大，反向抽取回路电流减小，反向抽取回路的di/dt减小，基区载流子浓度降低，反向泵浦阶段边界载流子在低场作用下抽取速度变慢，导致反向截断时间延长，且脉冲幅值减小。当重叠2层时，负载端输出脉冲峰值电压约37.8 kV，脉冲前沿约8.1 ns，半峰宽约6.0 ns。

图 6. 磁芯截面积对输出特性的影响

Fig. 6. Waveforms of output voltage，rise time and FWHM pulse width changing with magnetic core layers

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3.3 输出特性随触发脉冲宽度的变化

考虑到半导体载流子复合时间在百纳秒级，以及实验条件的限制，选择触发脉冲宽度Δt为250～350 ns。图7给出了脉冲源输出脉冲幅值、上升时间及半峰宽随触发脉冲宽度变化的实验结果，结果表明，负载端输出脉冲幅值随触发脉冲宽度Δt增加呈现增大的趋势，而上升时间则相反，随着Δt的增大而减小，半峰宽与上升时间变化规律一致。这说明正向泵浦结束时载流子尚未开始进入大量复合阶段，选择的触发脉冲宽度范围是合适的。因为Δt主要影响着电容的储能，Δt越小，DSRD正向泵浦电流持续时间越短，在DSRD的p-n结上产生的载流子数量越少，储存的能量越少，则在负载上产生的脉冲幅值越低。当Δt为350 ns时，负载端输出脉冲峰值电压约37.2 kV，脉冲前沿约7.5 ns。

图 7. 触发脉冲宽度对输出特性的影响

Fig. 7. Waveforms of output voltage，rise time and FWHM pulse width changing with the width of trigger pulse

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3.4 输出特性随负载阻值的变化

图8给出了R_L＝500 Ω、1 kΩ、2 kΩ、5 kΩ及50 kΩ时脉冲源输出脉冲幅值、上升时间及半峰宽的实验结果。由图可知，当R_L＝500 Ω时，负载端输出脉冲幅值仅为2.5 kV，前沿约17.7 ns，输出峰值功率约12.3 kW。随着负载阻值R_L增大，输出脉冲幅值增大，脉冲前沿及半峰宽减小，且在R_L较小的时候变化更为显著。当R_L为50 kΩ时，负载端输出脉冲峰值电压约33.7 kV，脉冲前沿约8.6 ns，半峰宽为7.0 ns，输出峰值功率约22.7 kW，相比R_L＝500 Ω时峰值电压增加了一个量级，输出峰值功率亦增长近1倍。这是因为R_L越大，分流越少，相应截断电流也越大，引起DSRD结构内部场强的增大，载流子抽取速度越快，前沿变快，脉冲幅值越高。

图 8. 负载电阻阻值对输出特性的影响

Fig. 8. Waveforms of output voltage，rise time and FWHM pulse width changing with load resistance

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3.5 参数优化

根据上述分析，对基于DSRD的固态高重频脉冲源电路进行参数优化。考虑到可饱和脉冲变压器的线圈缠绕单匝时，虽然输出脉冲幅值可达58.8 kV，但线圈电感较小，受杂散参数影响，振荡较大，不利于实现脉冲源的稳定输出，故原边线圈缠绕匝数仍旧选择为两匝。几个关键电路参数最终选择如下：可饱和脉冲变压器磁芯累叠两层，原边线圈缠绕两匝，且满足原副边匝数比为2∶4，信号源触发脉冲宽度Δt设为350 ns，负载阻值R_L为50 kΩ。参数优化后脉冲源输出的单个脉冲波形，如图9所示。图10 为参数优化前后脉冲源输出电压波形的局部放大示意图，对比可知，优化后脉冲源幅值有了明显的增长，电压上升率也有了一定的提升。参数优化前脉冲源幅值约为33.7 kV，脉冲前沿约8.6 ns，而优化后脉冲源的主要技术指标为：DSRD器件的正、反向泵浦电流分别约13.3 A、24.0 A，输出脉冲峰值电压约38.2 kV，脉冲前沿约7.1 ns，脉宽（底宽）约14.1 ns，输出功率约29.2 kW。

图 9. 参数优化后脉冲源输出电压及器件泵浦电流波形

Fig. 9. Waveforms of output voltage and pumped current of the pulse generator after optimization

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图 10. 参数优化前后脉冲源输出电压波形

Fig. 10. Waveforms of output voltage of the pulse generator before and after optimization

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本文同时开展了基于DSRD的固态高重频脉冲源的重频运行实验，图11给出了重频400 kHz条件下11个脉冲的输出波形。实验结果表明，脉冲源在数百kHz的重复频率下可稳定运行，DSRD器件的恢复时间小于2.5 μs，输出脉冲幅值稳定在38.2 kV左右，重复性良好。利用脉冲源高重复频率条件下的高幅值输出特性，可以将其应用于高功率电磁环境模拟与效应研究中。例如，当负载阻值在0.5～50 kΩ范围内变化时，研制的脉冲源可产生幅值在2.5～38.2 kV变化的脉冲信号，通过线间串扰，电磁干扰可以被有意施加在通信系统的信道上，进而实现不同高功率电磁环境的模拟^[17]。

图 11. 重频为400 kHz时脉冲源重复工作输出波形

Fig. 11. Repetitive output waveforms of pulse generator based on driftstep recovery diode (DSRD) (frequency is 400 kHz)

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4 结　论

本文设计并优化了基于DSRD和可饱和脉冲变压器的高功率高重频超高速固态脉冲源。研究获得了可饱和脉冲变压器线圈缠绕匝数、磁芯截面积、触发脉冲宽度及负载阻值等关键参数对脉冲源输出特性影响的规律。实验结果表明：当脉冲源工作于重频状态时，在50 kΩ阻性负载条件下，脉冲源输出峰值电压约38.2 kV，脉冲前沿约7.1 ns，脉宽约14.1 ns，输出峰值功率约29.2 kW，可在400 kHz重复频率下稳定工作。凭借幅值高、重复频率高、可靠性好的优势，该重频纳秒脉冲源可应用于高功率电磁环境模拟与效应研究中。