近年来，脉冲功率技术飞速发展并逐渐从军用领域向工业应用扩展，工业应用对脉冲功率装置的功率容量要求相对较低，但对其重复频率和寿命提出了更高要求^[1-2]。全固态脉冲功率源利用半导体开关代替传统的气体开关，具有通断控制方便、高重频、长寿命、稳定可靠，易模块化和紧凑化设计等优点，目前已在环保、材料、生物、食品、医疗等方面有相关的应用研究^[3-6]。典型的固态脉冲功率装置主要为Marx发生器和LTD装置，其中Marx发生器相比于LTD装置无磁芯且其脉宽可调，更加适用于长脉冲高阻抗负载^[7]。随着半导体开关和电力电子技术的发展，以碳化硅(SiC)和氮化镓(GaN)为衬底的宽禁带电力电子器件快速发展，其相较于传统硅基的IGBT和MOSFET具有耐压高，寄生参数小，开关损耗低，热稳定性好等优势，且具有更高的重复频率^[8-11]。因此本文主要研究基于SiC MOSFET的Marx发生器，SiC MOSFET的同步驱动是本文的研究重点。

目前国内外学者对SiC MOSFET的开关特性和驱动电路做了大量的研究。A. Manuel等人设计了一种基于TLP250光耦隔离芯片的驱动电路，驱动电路结构简单，针对的是单开关驱动^[12]。Zhang Weiping等人设计并分析了基于推挽电路和基于磁隔离的两种驱动电路，该驱动方式可提高驱动能力，减少开关损耗，但驱动电压存在振荡尖峰并牺牲了器件的开关速度^[13]。张建忠等人设计了一种基于谐振门极的驱动电路，降低了器件在高频工作时的驱动损耗，但采用的辅助开关管较多，一定程度上增加了电路的控制难度^[14]。Li Zi等人设计了一种针对固态Marx发生器中多个开关的驱动电路，该电路具有过电流保护和信号延时驱动功能并利用一个同步信号驱动两组开关^[15]。饶俊峰等人设计了一台基于谐振电路和脉冲变压器的高压脉冲源，并分析了变压器初级漏感与谐振电容产生的谐振效应^[16]。以上驱动方式为本文的驱动电路设计提供了参考，但未深入研究驱动前沿对多个SiC MOSFET导通特性的影响。为了减小多个开关同步驱动存在的前沿级差，提高其开通速度，充分体现SiC MOSFET开关器件的优势，本文研究驱动功率对其前沿和同步性的影响，并对多个SiC MOSFET同步驱动存在的问题进行分析，得到多个开关器件同步驱动的设计要求，同时对相关的参数进行计算分析，针对驱动前沿、驱动同步性以及驱动的脉宽和频率可调等问题，设计一种基于10路脉冲变压器共初级穿芯结构的驱动控制电路，最后通过仿真和实验进行验证。

1 多路SiC MOSFET驱动电路

1.1 驱动过程存在的问题及驱动要求

在全固态Marx发生器中，高压主电路部分的SiC MOSFET开关器件需要低压信号进行驱动控制，两部分的电压差较大，若不采取合适的隔离方式，主电路运行时会对低压控制电路造成电磁干扰，甚至损坏器件。SiC MOSFET的驱动过程实则是对输入电容C_iss的充放电过程，该过程与输出驱动波形的前沿密切相关，若前级驱动电源提供的驱动功率不足，可能会导致其驱动前沿变慢，甚至无法开通，直接影响整个发生器装置的性能。由于固态Marx发生器中SiC MOSFET开关数量较多，因此所设计的驱动电路中每路驱动信号应同时传递到每个开关的栅源极，而驱动前沿、脉冲变压器性能、驱动电路整体结构、PCB布局等因素均可能对驱动信号的同步性产生一定影响。发生器装置应用于不同场合可能需要不同的脉冲频率和脉冲宽度，单一的频率和脉宽难以满足需求，因此驱动电路应具有调节驱动信号频率和脉宽的功能。

通过对多路SiC MOSFET的同步驱动过程中易存在的问题进行分析，所设计的驱动电路应满足以下要求：①良好的信号隔离功能；②前级驱动电源能提供足够的驱动功率；③驱动前沿尽可能快，且具有良好的同步性，整个驱动电路结构简单、紧凑；④输出驱动波形的频率在10～25 kHz内可调，脉宽在1～10 μs内可调。

1.2 驱动电路原理

SiC MOSFET属于电压控制型器件，其驱动过程需要提供正压和负压，正压维持开通，负压控制关断，可采用单相可控全桥逆变电路来获得正负压驱动信号。

图1为驱动电路原理图，10路脉冲变压器采用共初级穿芯结构，其初级为高频逆变电路，由直流电源DC，IGBT开关T₁、T₂、T₃、T₄以及谐振电感L_leakage和谐振电容C_r组成。该电路的工作状态由谐振频率f_r和IGBT开关频率f_s决定，在f_s≤0.5f_r的工作状态下可使IGBT工作于软开关状态，减小开关在高频工作时的开关损耗，并可以有效抑制IGBT驱动脉冲信号的过冲。电路中直流电源DC输出的电压在一定范围内可调，以实现SiC MOSFET驱动过程所需功率的变化；谐振电感L_r可采用一定电感量的磁环电感接入脉冲变压器的原边或者直接利用变压器的寄生参数漏感L_leakage来替代；谐振电容C_r采用多个电容并联。

图 1. 驱动电路原理图

Fig. 1. Drive circuit schematic diagram

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10路脉冲变压器的次级为10个SiC MOSFET驱动脉冲信号调理电路。当脉冲变压器次级输出的正脉冲到来时，二极管D₁正向导通，D₂反向截止，三极管S₁共基极连接，其发射结和集电结均正偏，S₁导通并处于饱和状态，将驱动信号经驱动电阻R_g传至SiC MOSFET开关管Q的栅极G，为输入电容C_iss充电。稳压管Z₃用于限幅，将开关管Q的栅源电压V_GS控制在18V左右，维持其开通。同理，脉冲变压器次级输出的负脉冲到来时，二极管D₂导通，D₁截止，S₂导通并处于饱和状态，稳压管Z₄将开关管Q的栅源电压V_GS控制在–5 V左右，使其关断。

SiC MOSFET驱动信号经逆变电路产生，为保证每个开关管驱动信号的同步性，信号先经过10路脉冲变压器隔离变换及正负压信号调理电路作用后，输出10路幅值、脉宽及频率均一致的同步电信号，再将信号传输至10个SiC MOSFET开关管的栅源极上，驱动控制其同时开通和关断。

1.3 逆变桥控制电路设计

逆变桥由4个自带反并联二极管的IGBT构成，共需4路驱动信号，将驱动信号分为两组，每组需同时输出+14 V和−8 V的驱动电压用于控制IGBT的通断，两组电压信号之间设置死区时间以防止桥臂直通而发生短路。采用TL494芯片提供PWM信号，将输出的PWM接至IGBT驱动板为逆变桥提供驱动信号。TL494的调脉宽、调频率控制电路可实现IGBT驱动脉宽和频率调节的功能。

为实现上述功能，根据TL494的逻辑原理与控制方式，设计了如图2所示的芯片控制电路。控制芯片的供电电压范围为7～40 V，设计中选用+12 V电源为芯片供电，三极管Q₁的逻辑输入为前级比较电路的输出，当前级逻辑输入为低电平时，三极管Q₁导通，此时，+5 V参考电压V_ref加到死区引脚OT，同时，V_ref电压经过稳压管Z₁后，三极管Q₂导通，振荡定时电容C₃被短接，PWM信号输出截止；当前级逻辑输入为高电平时，三极管Q₁截止，输出死区与振荡定时电容C₃正常工作，TL494输出PWM信号，实际电路工作时，逻辑输入持续为高电平。芯片内部振荡器的振荡频率与输出的PWM信号频率一致，该频率受外接电阻R_T和外接电容C_T的影响。两路PWM信号的脉宽受芯片内部死区时间控制补偿器的输入电压大小的影响。本文设计的芯片控制电路中，输出控制端ECO引脚为高电平，作推挽输出，因此芯片内部振荡器的振荡频率为

图 2. TL494芯片控制电路

Fig. 2. TL494 chip control circuit

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$ f = \dfrac{1}{{2\left( {{R_1} + {R_{\text{P}}}_6} \right){C_3}}} $ (1)

式中：R₁和R_P6为振荡定时外接电阻；C₃为振荡定时外接电容。

所以，该电路通过控制三极管Q₁实现PWM信号的输出与截止；电位器R_P6控制PWM信号的频率；电位器R_P5控制输出PWM信号的脉冲宽度。

2 驱动电路设计

2.1 脉冲变压器设计

10路脉冲变压器采用共初级穿芯结构^[17]。这种结构能够保证驱动信号同步性的同时，还可有效地对高低压信号电路进行隔离，有利于整个驱动电路的模块化、结构化设计。

为减少脉冲变压器次级输出电压的损失,需选用具有磁导率高、磁感应强度大、低损耗、低矫顽力等特点的磁芯材料，满足励磁电感远大于漏感，表1给出了四种磁芯材料的基本特性比较。

根据表1，锰锌铁氧体和钴基非晶磁芯材料的饱和磁感应强度较低，易饱和，不适合本设计。而铁基纳米晶合金材料的综合特性相较于铁基非晶材料更优，更适合用来做驱动变压器，因此本文选用铁基纳米晶磁环。

为防止磁芯饱和，输入方波脉冲的伏秒面积应小于磁芯的最大伏秒面积^[18]。伏秒面积公式为

$ {U_1}{T_1} = \Delta B{S_{\text{c}}}{N_1} $ (2)

式中：U₁为变压器初级输入方波脉冲的幅值；T₁为输入方波的脉宽；ΔB为磁感应强度增量；S_c为磁芯横截面积；N₁为初级绕组匝数。由式（2），采用横截面积为0.88 cm²，尺寸为40 mm×25 mm×15 mm的铁基纳米晶磁环满足设计需求。脉冲变压器的初级绕组采用单根0.1mm×500股的利兹线，一次性同时穿过10个脉冲变压器并绕制1匝；为减小漏感，次级绕组采用两根0.1 mm×45股的利兹线并绕，分别在10个变压器上各绕制多匝。

考虑到每个脉冲变压器的初级绕组由单根线绕制1匝，这对变压器的能量传递效率和初级漏感影响较大。若次级绕组匝数过少可能会出现电压无法升高的情况，因为变压器实际变比与初次级的绕组电感有关

$ n = \sqrt {\dfrac{{{L_2}}}{{{L_1}}}} $ (3)

式中：n为升压变比；L₁为初级绕组电感；L₂为次级绕组电感。由于磁芯的电感较大，而本文所采用的穿芯共初级结构将每个磁芯串联起来会使得初级绕组电感变大，根据式（3）可分析得到，随着L₁增大会使得实际的升压比n变小，进而在变压器次级感应出的电压会比理论计算值低。经上述分析，脉冲变压器次级绕组匝数为9匝。

2.2 驱动电源与开关器件的选型

SiC MOSFET驱动过程除了提供栅源极正负压外，还需要足够的驱动功率。图1中直流电源DC的最大输出功率为500 W，其输出的电压范围在0～24 V连续可调，输出的电流范围为0～20.8 A；在逆变桥正常工作过程中，考虑到每个桥臂构成的谐振回路会有较大的电流流过，故IGBT开关T₁、T₂、T₃、T₄选用Infineon公司的IKW50N65ET7，该器件耐压为650 V，最大电流为50 A。本文设计的驱动电路是针对10级全固态Marx发生器中的10个SiC MOSFET开关管，该开关选用CREE公司的C2M0045170D，其工作参数见表2。

2.3 驱动信号调理电路器件的选型

图1中，D₁、D₂选用导通损耗低的肖特基二极管；三极管S₁、S₂为对管，S₁为PNP型；S₂为NPN型。稳压管Z₁、Z₃选用18 V；稳压管Z₂、Z₄选用5.1 V；R₂=220 kΩ，R₃=R₅=1 kΩ，R₄=100 Ω。SiC MOSFET虽为电压控制型器件，但其开通过程需要一定的驱动电流，其驱动过程主要受输入电容C_iss和反向传输电容C_rss的影响。在t_on时间内栅极驱动电压达到V_gs，所需要的电流平均值为

$ {I_1} = {C_{{\text{iss}}}}\dfrac{{{\text{d}}{V_{{\text{gs}}}}}}{{{\text{d}}{t_{{\text{on}}}}}} $ (4)

式中：t_on为开通时间；V_gs为驱动电压。

设漏源极间供电电压为V_dc，当驱动电压达V_gs时，漏极导通，若忽略SiC MOSFET导通压降V_ds，那么漏源极间电压下降了V_dc。反向传输电容C_rss的上端电压下降了V_dc，其下端电压上升了V_gs。此过程所需要的电流为

$ {I_2} = {C_{{\text{rss}}}}\dfrac{{{\text{d}}({V_{{\text{dc}}}} + {V_{{\text{gs}}}})}}{{{\text{d}}{t_{{\text{on}}}}}} $ (5)

根据前文分析，结合式（4）、(5)可得出SiC MOSFET需要的驱动电流约为0.86 A，实际设计中按1 A计算^[19]。

SiC MOSFET栅极电阻由内部电阻和外接驱动电阻组成，当驱动电压恒定时，驱动电阻与SiC MOSFET的开关速度，开关损耗、dV_DS/dt、dI_D/dt等有密切的关系。外接驱动电阻R_g可取数据手册中所给推荐值，但不超过推荐值的三倍，在设计中，需根据实际情况，选取不同的外接驱动电阻，调节至综合性能最优为止。一定条件下，驱动电阻越大，输出驱动波形的电压振荡尖峰就越低，驱动前沿越慢^[20]。考虑到本文设计的驱动电路中没有采用驱动芯片，SiC MOSFET开通过程所需的驱动电流完全由直流电源DC提供，为了获得更大的驱动功率，实际电路中的外接驱动电阻R_g取2.5 Ω。

3 仿真与实验结果分析

3.1 漏感测量与仿真结果分析

实验前，先利用短路试验对脉冲变压器的漏感进行测量。将每个变压器次级绕组短接，利用LCR测量仪测得漏感约为963 nH。实际仿真与实验中将漏感L_leakage按1 μH计算分析。

为研究驱动功率对SiC MOSFET驱动前沿的影响，可先利用Pspice软件进行初步的仿真研究。

在Pspice中搭建图1所示的电路图，IGBT开关频率f_s为 25 kHz，脉宽为10 μs，谐振电感L_r设为1 μH，谐振电容C_r为10 μF，则谐振频率

$ {f_{\text{r}}} = \dfrac{1}{{2{\text{π }}\sqrt {{L_{\text{r}}}{C_{\text{r}}}} }} $ (6)

由式（6）可知谐振频率为50.3 kHz，满足f_s≤0.5f_r，将直流电源DC取值18、20、24 V，依次得到驱动电压V_GS1、V_GS2、V_GS3的仿真波形见图3，对应时刻的驱动电流波形I_G1、I_G2、I_G3见图4。对比仿真结果可发现，一定条件下，随着直流电源DC输出的功率增加，SiC MOSFET获得的驱动功率越大，驱动波形前沿越陡。

图 3. 不同电源电压下仿真驱动波形

Fig. 3. Simulated driving waveforms at different DC supply

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图 4. 对应时刻的驱动电流波形

Fig. 4. Driving current waveforms at corresponding time

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3.2 实验结果分析

为进一步研究驱动功率对SiC MOSFET驱动前沿的影响并与仿真结果进行对比，设计了下列实验。将驱动频率f_s调为25 kHz，驱动脉宽调至10 μs，谐振电感L_r为脉冲变压器漏感L_leakage，谐振电容C_r为10 μF，由式（6）得谐振频率f_r为50.3 kHz并满足f_s≤0.5f_r。将前级驱动电源DC的电压调至18、20、24 V，并在该电源的正输出端口串入直流电流表，依次测量得到的驱动波形V_GSa、V_GSb、V_GSc见图5；从电流表中读取得到上述三种电压下电源输出的电流依次为1.9、2.8、5.3 A，对应的谐振电流波形I_ra、I_rb、I_rc与IGBT开关T₁、T₂驱动波形V_ge1、V_ge2见图6。三种电压下电源输出的驱动功率分别为34.2、56.0、127.2 W。

图 5. 不同电源电压下驱动波形

Fig. 5. Driving waveforms at different DC supply

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图 6. 对应时刻的谐振电流与IGBT驱动波形

Fig. 6. Resonant current and IGBT driving waveforms at corresponding time

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由图5中前沿展开部分可知三种驱动功率下，驱动前沿(10%～90%)依次为210、145、112 ns。图6中，脉冲变压器初级侧谐振电流过零时刻与逆变桥中IGBT开关T₁、T₂的开通和关断时刻基本对应，可实现零电流开关（ZCS），降低了开关损耗。实验结果表明，一定条件下，驱动功率越大，SiC MOSFET的驱动前沿越快，与仿真结果相对应。

为研究驱动功率对10路SiC MOSFET同步驱动存在的前沿级差影响，在相同谐振频率，不同谐振参数，相同驱动频率和脉宽、相同电源电压下进行实验。

驱动频率和脉宽保持不变，将前级驱动电源电压调至24 V，在10路脉冲变压器初级串联接入0.9 μF谐振电容C_r 和10 μH电感L，此时谐振电感L_r等于接入电感L与变压器漏感L_leakage之和，为11 μH；由式(6)得谐振频率f_r为50.5 kHz且满足f_s≤0.5f_r。得到10路驱动波形、前沿及级差见图7，脉宽为10 μs；前沿(10%～90%)为546 ns；级差最大为107 ns。实验中，由电流表可知前级电源DC输出的电流为1.2 A，驱动功率为28.8 W。

图 7. 0.9 μF/11 μH下10路SiC MOSFET驱动波形

Fig. 7. 10-way SiC MOSFET driving waveforms at 0.9 μF/11 μH

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不接入电感L，在10路脉冲变压器初级仅串联接入10 μF的谐振电容C_r，此时谐振电感L_r等于变压器漏感L_leakage，为1 μH；由式（6）得谐振频率f_r为50.3 kHz。得到10路驱动波形、前沿及级差见图8，脉宽为10 μs；前沿(10%～90%)为112 ns；级差为23 ns。由电流表知电源DC输出的电流为5.3 A，驱动功率为127.2 W。

图 8. 10 μF/ 1 μH下10路SiC MOSFET驱动波形

Fig. 8. 10-way SiC MOSFET driving waveforms at 10 μF/1 μH

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对比图7和图8的实验结果可发现，仅以脉冲变压器的原边漏感L_leakage作为谐振电感时，SiC MOSFET的驱动前沿明显加快，因为在该情况下，脉冲变压器的初级阻抗变小，使得前级电源DC输出的电流变大，从而每个SiC MOSFET获得了更大的驱动功率。经上述实验结果分析，对多路SiC MOSFET的同步驱动，驱动功率越大，驱动脉冲前沿越陡且级差越小。此外，驱动前沿较缓的主要原因是共初级穿芯10级脉冲变压器的初次级漏感相对较大，影响了耦合系数，以及驱动回路的杂散参数等因素导致的。减小变压器磁芯大小和驱动回路的长度将能够获得更快的脉冲前沿。

图9为同一频率下，调节TL494芯片控制电路中电位器R_P5的值得到SiC MOSFET的不同驱动脉宽；图10为同一脉宽下，调节电位器R_P6的值得到SiC MOSFET的不同驱动频率。结合上述实验结果分析可知，电路的驱动脉宽在1～10 μs内可调，驱动频率在10～25 kHz内可调。

图 9. 不同脉宽下的驱动波形

Fig. 9. Driving waveforms at different pulse widths

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图 10. 不同频率下的驱动波形

Fig. 10. Driving waveforms at different frequencies

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10级基于SiC MOSFET的Marx发生器电路实验平台如图11所示。改变直流充电电源工作电压，将Marx电路中电容充电至1 kV，在10 kΩ纯阻性负载下，控制SiC MOSFET驱动脉宽为3 μs，调节驱动频率，得到不同重复频率的脉冲电压波形见图12，其频率分别为10、18、25 kHz，幅值为10 kV。图13为25 kHz频率下，调节SiC MOSFET驱动脉宽，Marx发生器在不同脉宽下输出的10 kV高压脉冲，其脉宽分别为1、4、6、8、10 μs。图14为频率25 kHz，脉宽5 μs下，调节直流充电电源的工作电压，得到幅值为2～10 kV的脉冲电压波形。

图 11. 10路SiC MOSFET驱动电路实验平台

Fig. 11. 10-way SiC MOSFET drive circuit experimental platform

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图 12. 不同重复频率下输出的10 kV脉冲电压波形

Fig. 12. Voltage waveforms of 10 kV pulses at different frequencies

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图 13. 不同脉宽下输出的10kV电压波形

Fig. 13. Waveforms of 10 kV output voltage with different pulse widths

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图 14. 脉宽5 μs下输出的不同电压波形

Fig. 14. Different output voltage waveforms at pulse width of 5 μs

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对驱动控制电路和固态Marx发生器的实测结果表明，本文设计的驱动电路可实现多个SiC MOSFET的同步驱动，且具有较好的灵活性。

4 结　论

SiC MOSFET驱动电路的前沿和抖动会影响到其同步性能，从而影响到Marx电路的输出参数。本文设计了一种基于共初级穿芯10级串联的脉冲变压器驱动电路，次级采用9匝密绕减小其杂散电感，提高耦合系数，同时能减小其脉冲前沿。仿真和实验结果表明，利用变压器原边漏感作为谐振电感，在保证谐振频率和开关频率不变时，驱动功率增大，脉冲前沿和抖动都将减小。该同步驱动电路的脉冲前沿为112 ns，前沿级差为23 ns，实现了基于SiC MOSFET的10级Marx电路同步驱动，Marx方波脉冲电压源的脉宽1～10 μs可调，频率10～25 kHz可调，幅值1～10 kV可调。