实现可控核聚变需要等离子体有足够高的温度，而欧姆加热一般最高只能使等离子体达到几keV^[1]。国内以往的辅助加热多采用电子回旋波共振加热方式^[2]。未来聚变装置需要更高的温度，电子回旋共振加热方式容易产生局部高温，导致等离子体不稳定^[3]。基于负离子的中性束注入（N-NBI）由于物理机制清楚，加热效率高，是未来大型托卡马克装置不可或缺的加热方式^[4-5]。

加速极电源（AGPS）是NBI系统的主要能量来源，它决定了NBI系统等离子体的加热和驱动能力^[6]。AGPS将产生几百kV的直流高压，施加在加速极板之间，形成均匀电场，使负离子束加速形成高能粒子，再注入到托卡马克装置中实现加热。由于负离子源引出的离子束流不稳定，经常发生束流突然增大（一般称为“打火”，“breakdown”）和束流中断的情况^[7]，从加速极电源的角度看，相当于电源负载经常短路和断路。电源突然短路引起突然增加的短路电流，而电源突然断路将使电源输出电压升高^[8]。加速极电源在一方面需要确保自身在特殊工况中保护自身，同时为了避免精心设计研制的离子源损坏，还需要限制加速极电源在打火工况下向负载注入的浪涌能量。对于单极的加速极，其浪涌能量应不超过10 J^[9]。这些特殊的工况对加速极电源的设计和运行带来了严峻的挑战。

目前国内的辅助加热高压电源普遍采用基于脉冲调制技术的模块化电源，但由于模块数量和变压器绕组多、控制通信复杂和成本等局限，只适合用于100kV及以下的场合^[10-12]。我国的N-NBI加热相关技术起步较晚，尚无100 kV以上的加速极电源。为了吸收国外先进设计和研制经验，发展我国聚变相关技术，中国聚变工程实验堆（CFETR）拟建设一套200 keV，束流20 A的N-NBI系统，其中AGPS输出−200 kV/25 A。参照ITER N-NBI的研究成果，AGPS采用高可靠性和经济性的逆变隔离型电路结构，但是这对电源高压部分的研制带来严峻的考验^[13]。国内目前的研究已经完成了电源的整体设计，确定了电路结构和关键设计参数^[14]，也开展了部分环节的具体工程设计，其中工程设计主要集中在电源低压变流器部分以及电源控制策略、控制系统研制上^[15-18]，缺少高压部分的电路参数和结构的详细设计。国外的ITER NBI工程团队对ISEPS的−1 MV直流隔离的变压器、AGPS的阻容滤波器、ISEPS所在的高压平台（屏蔽ISEPS的法拉第笼）等部件的研制进行了设计和论证^[19-23]。其中文献[19]认为高压变压器常用的多层油-纸绝缘结构仍适用于长时间直流绝缘的工况，但是需要根据绝缘材料的电阻率进行特殊的结构设计。除变压器外的其余高压设备采用SF₆气体绝缘，其中文献[20]介绍了高压滤波器的结构设计，它与AGPS的测量电路位于一个罐体，但滤波电阻的温升将显著影响测量电路的精度，因此为了控制温升需要提高设备的热容，增大了罐体的体积，但也增加了占地面积和成本。AGPS中的高压不控整流器的结构设计暂无相关论文研究。文献[21]介绍了ITER NBI系统的高压平台的设计，但它的结构设计和绝缘实现较简单，只需选用更高耐压的绝缘子即可，研制难度较小。此外，还有一些文献^{[21, 23]}介绍了连接5级AGPS电位导体的高压套管的绝缘设计，但目前的CFETR单级样机中有现成产品可用，因此参考意义不大。综上，国外提供了一些AGPS相关的设计经验，论证了高压设备研制的可行性，但在具体结构上仍缺少很多细节，且存在一些不合理之处。

本文基于ITER的已有设计和研制经验，首先分析了电源正常工况或打火工况的设计过程，确定了隔离升压变压器和高压整流器、滤波器的一些关键参数，然后介绍了其余电路参数计算过程和部件结构设计过程。由于绝缘设计是高压部件设计的难点，我们还建立了相关的工程模型并通过有限元仿真计算结果验证了绝缘情况。结果表明，即使考虑最恶劣的电源工况，绝缘设计仍然可以满足要求。这些工作为加速极电源的研制提供了可行的解决方案，对其他领域百kV电源高压部分设计也具有借鉴意义。

1 加速极电源简介

CFETR N-NBI系统的AGPS的主要设计指标见表1。电源在正常运行时输出−200 kV/25 A的直流高压。发生打火时，电源需要在100 μs内停止向负载输出能量，并将流入负载的浪涌能量限制在10 J内，短路峰值电流不应超过3 kA，以保护中性束的加速极。发生束流中断时，由于电源短时间内暂时无法关闭，电源持续输出的能量将在输出端产生过电压，输出电压峰值需限制在1.25倍额定值以内（即250 kV），以避免电气设备绝缘损坏。当电源发生打火或束流中断紧急关闭后，为了使实验继续进行，AGPS在重启等待时间过后还需重新启动。

根据以上设计指标，加速极电源的电路方案如图1所示。10 kV电网经过三绕组降压变压器形成2路彼此相位差30°的三相电压，再通过2个三相晶闸管整流器和LC滤波器生成±2.5 kV的直流母线，然后采用中性点钳位的三电平逆变器将直流转换为150 Hz的三相交流信号。为了降低逆变器中开关器件的损耗并提升直流母线利用率，逆变器采用方波调制。升压变压器将逆变器的低压方波信号变为高压阶梯波信号，然后经大量串联二极管构成的高压不控整流器生成带有脉动的直流高压。最后通过阻容串联形式的直流滤波器减少电压脉动，形成满足纹波和精度要求的−200 kV直流高压。该方案的优点在于，低压侧的逆变器主要控制整个电源的输出，避免了高压侧的大量功率半导体开关串联，具有高可靠性和经济性。

图 1. 加速极电源电路方案

Fig. 1. Circuit scheme of the acceleration grid power supply

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图1中，从10 kV电网进线到3电平逆变器部分称为加速极电源的功率变换级，负责调节电源的输出和控制电源的启动关断过程。升压变压器，不控整流器和直流滤波器部分称为加速极电源的高压发生级，它需要承受100 kV以上的高电压并负责将逆变器的交流电压转换为电源的直流输出电压。本文介绍高压发生级各个部件的设计过程和仿真结果，弥补电源设计环节的遗漏之处，为以后的加速极电源提供参考。

2 隔离升压变压器的设计

电源经常面临打火工况，但隔离升压变压器的短路阻抗电感能够限制变流器的短路峰值电流。因此本文重点计算了该变压器的短路阻抗电感，变压器的匝数比和副边额定电压也因此得到。随后结合电源运行电压高、工作频率及谐波含量高、频繁承受暂态工况的特点，选择了变压器的绝缘等级、铁芯磁密和绕组形式。然后开展了电磁结构设计并使用雷电冲击波对变压器在打火工况下进行了绝缘验证。

2.1 基本参数计算

隔离升压变压器需要将逆变器输出的电压变为100 kV以上的高压，假定副边绕组与原边绕组的匝数比为n，由于电源直流母线V_dc为2.5 kV而输出电压为200 kV，n大于10。隔离升压变压器采用D/Y型绕组联结方式，在原副边线电压相同的条件下，D/Y联结对应的n是Y/D型联结方式的1/3，是Y/Y型和D/D型联结方式的$ 1/\sqrt{3} $，能够减小变压器的工程实现难度。

变压器的额定电压一般用正弦波线电压有效值表示。隔离升压变压器的原边电压来自逆变器，逆变器的相电压幅值为V_dc。考虑直流母线电压V_dc允许的波动范围为±6%，将V_dc取最小值、逆变器占空比D取最大值(D=1)对应的逆变器电压作为变压器原边额定电压，其等效的正弦波电压V₁为

$ {V_1} = \dfrac{{\sqrt 2 \pi }}{3}{V_{{\text{dc}}}}(1 - 6{\text{%}} ) = 3.48\;{\text{kV}} $ (1)

电源发生打火时，负载发生短路，隔离升压变压器副边电压下降至接近0 V，变压器感应电动势也为0 V，变压器原边相当于仅有短路阻抗对应的电感L_SC1，逆变器的输出电流将迅速增加，直到100 μs后检测到打火工况使逆变器关断。逆变器的开关器件型号为ST1500GXH24，其最大关断电流为3 kA。考虑到打火会随机发生，最恶劣的情况是逆变器输出电流达到峰值1533 A时发生打火^[8]，如图2所示。打火后的故障电流允许上升值为

图 2. 逆变器输出相电流波形

Fig. 2. Waveform of the inverter output phase current

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$ \Delta I = \dfrac{{2{V_{{\text{dc}}}}}}{{1.5{L_{{\text{SC}}1}}}}{t_{{\text{off}}}} = 1\;533\;{\text{A}} $ (2)

式中：t_off是打火后的关断延迟，为100 μs。算得L_SC1为217.44 μH，对应的短路阻抗为10.16%。留取一定裕量，隔离升压变压器的短路阻抗确定为14%，对应的L_SC1为299.60 μH。

当D=1时，电源输出电压V_o达到最大值，可表示为

$ {V_{\text{o}}} = 4n{V_{{\text{dc}}}} - 18{n^2}f {L_{{\text{SC1}}}} {I_{\text{o}}} > 200\;{\text{kV}} $ (3)

式中：f是逆变器的开关频率，为150 Hz；I_o是电源输出电流，为25 A。解式（3）的方程得22.36 ＜n＜441.52。由于n越小越便于加工研制，留取一定裕量，取n为23.6。该变压器的副边线电压V₂为

$ {V_2} = \sqrt 3 n{V_1} = 142.24\;{\text{kV}} $ (4)

2.2 电磁结构设计

根据以上参数的计算和电源整体设计方案^[14]可知，变压器具有电压等级高、非标非工频的特点。此外，打火工况将产生复杂剧烈的电磁暂态过程，通过加速极电源的杂散电容传递到升压变压器上，影响变压器的绝缘安全。因此在变压器设计过程中，需要针对这些特点给出合理的解决方案。

变压器原、副边的额定电压分别是3.48 kV和142.24 kV。参考GB1094.3相关规定，电压等级应取更高的标准电压。低压侧可参照10 kV电压的绝缘标准设计，高压侧参考170 kV电压的绝缘标准设计。由于国内暂无200 kV加速极电源研制经验，对打火工况的认识影响还不够清楚，为提高可靠性，变压器高压侧参照220 kV标准进行设计，即该变压器的绝缘水平确定为LI75AC35/LI950AC395，绝缘裕度超过40%。

变压器的工作频率是工频的3倍，这将引起铁芯损耗的增加。损耗的增加将导致变压器发热增加，因此需要合理选择铁芯材料和绕组结构，尽量减少产生损耗并改进散热能力。铁芯材料选用国产冷轧晶粒取向磁性硅钢片B27R095。铁芯的磁通密度影响铁芯的单位损耗和材料用量，经过多次迭代计算后，磁密确定为1.2 T/m²，铁芯柱有效截面积为742.66 cm²。据此可计算出单匝绕组的感应电动势，再根据变压器的额定电压计算出原边绕组和副边绕组匝数，具体结果见表2。

由于原边绕组匝数较少，采用单螺旋式绕组。副边绕组采用内屏蔽连续式结构，以改善打火时电压冲击的暂态分布。在铁芯与低压绕组，低压绕组和高压绕组之间还设置了厚度为4 mm的接地屏蔽层，如图3所示。它可以减少打火时的电压过冲向变压器低压侧传递并改善变压器内部的电场分布。

图 3. 隔离升压变压器主体电磁结构示意图

Fig. 3. Schematic diagram of the electromagnetic structure of the step-up transformer

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2.3 变压器主绝缘验证

变压器绕组的主绝缘验证是为了评估原副边绕组之间、绕组到地屏之间的绝缘是否可靠。通常情况下，变压器可能承受的过电压有雷电过电压、操作过电压和工频过电压等冲击电压。其中雷电过电压持续时间短，等效频率高，更容易通过杂散电容传递到低压侧，这些特点与打火工况产生的电压冲击相似，因此通过雷电过电压检验变压器的主绝缘。

使用有限元分析软件对变压器中的电场进行计算，并将其中最高的电场强度与变压器油的击穿场强（典型值，40 kV/mm）进行比较。变压器结构具有对称性，为了简化计算过程，可将主绝缘的求解简化为二维电场的计算。求解域如图4所示。

图 4. 主绝缘仿真计算模型

Fig. 4. Computational model for the main insulation simulation

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铁芯、地屏和上轭接地，因此设置它们的电位为0 V。由于图4的结构为变压器纵向尺寸的一半，根据对称性，设置下方的边界条件为电位的法向导数为0。根据国标GB1094.3-2003中雷电冲击电压的要求，对高压侧绕组端子施加的电压峰值为950 kV，其余绕组电压为0；然后在低压侧绕组施加的电压峰值为75 kV，其余绕组电压为0。得到的各个区域电场强度如图5所示。图5中这三部分电场强度的最大值分别为6.74 kV/mm、16.22 kV/mm和13.97 kV/mm，远小于变压器油的击穿场强，说明变压器的主绝缘安全可靠。

图 5. 雷电冲击下隔离升压变压器电场强度分布

Fig. 5. Electric field distribution of step-up transformer under the lightning impulse

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3 高压不控整流器的设计

由于电源的工作电压高，高压整流器的每个桥臂都至少需要承受250 kV的电压。这需要数量庞大的二极管相互串联。高压整流器出于绝缘需要，体积也较大，分布电容对均压效果的影响显著。过去的高压不控整流器设计过程很少考虑快速暂态过程的均压情况^[24]。本文对高压整流器进行参数计算和选型，并精心设计了整流器结构，使整流器各相、各层尽量保持对称，减少均压难度。并建立有限元模型，通过仿真验证了二极管结构设计满足使用需求。

3.1 基本参数计算

高压不控整流器的输入电压为隔离升压变压器的副边电压，根据上节的计算结果，为142.24 kV。整流器的输出电压即为电源输出电压，200 kV。在大功率电源中，不控整流器的导通损耗相比传输的功率可以忽略。由于电源输出电流为25 A，该整流器中的二极管电流的有效值I_d为

$ {I_{\text{d}}} = \dfrac{{{V_{\text{o}}}{I_{\text{o}}}}}{{\sqrt[{}]{3}{V_2}}} = 20.29\;{\text{A}} $ (5)

该整流器中，每个整流臂的二极管耐压为200 kV，而二极管导通电流较小。因此，需要将大量的二极管串联。选用国产整流二极管ZP-25A，其最大通态平均电流为25 A，反向重复峰值电压V_RRM为3500 V。束流中断时，电源的故障峰值电压V_Omax最高是250 kV，考虑测试安全系数f_test=1.4、二极管的均压系数f_balance=0.85、以及安全系数f_safety=2，可得每个整流臂所需的二极管数量N为

$ N = \dfrac{{{V_{{\text{o}}\max }} {f_{{\text{test}}}} {f_{{\text{safety}}}}}}{{{f_{{\text{balance}}}}}}/{V_{{\text{RRM}}}} = {\text{236}} $ (6)

考虑一定裕度决定每个整流臂采用240只二极管进行串联。为了均衡二极管上的电压，为每个二极管配有静态均压电阻，以及用于动态均压的RC缓冲电路，如图6所示。图中R_bn=150 kΩ，R_sn=200 Ω，C_sn=0.68 μF，其中n=1～240。

图 6. 二极管缓冲电路

Fig. 6. Snubber circuits for the diodes

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3.2 整流器结构设计

高压整流器中的每个整流臂都有大量的二极管串联，结构设计应重点保证绝缘，即整流器内部电场都在击穿场强以下。考虑到ZP-25A/3500 V为螺栓型二极管，该封装的气密性好，可采用油浸式绝缘。因此在整流器中充入变压器油，这样可以显著提高击穿场强(从3 kV/mm到40 kV/mm)，简化结构设计过程，并且能够缩小设备体积，减少占用场地。

整流器内部的结构如图7所示。每个二极管通过自身的铜螺柱端口固定在相应的铝制散热器上，另一端通过硅胶线导线连接到下一个散热器的端子上。散热器通过螺孔在扇形绝缘板的边缘线性和圆周排列，每个扇区有16个二极管。缓冲电路和均压电路位于扇区的中间区域。每个整流臂有15个竖直排列的扇区，通过高强度绝缘棒固定各个扇区的空间位置。三相的整流臂将各自的扇区聚拢成圆柱形，然后在上下两端放置有管状均压屏蔽环，以改善端部的电场分布。三相整流臂的共阴极和共阳极在扇区圆柱体底部汇集，并通过绝缘管中的导线引出到整流器顶盖的正极和负极端口，整流器的直流和交流端口使用高压套管引出。整流器外壳使用不锈钢，在箱体上方配有油箱和瓦斯继电器。

图 7. 整流器结构设计

Fig. 7. Structure design of the rectifier

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3.3 整流器绝缘验证

整流器运行时，隔离升压变压器副边绕组始终有一相电流为0，假设为A相。此时变压器副边电路如图8所示。图中，V_A、V_B、V_C是变压器副边感应电动势，I_LA、I_LB、I_LC是副边线电流。考虑最恶劣的情况，电源发生束流中断时输出最高电压为250 kV，因此电源输出端负极电位为−250 kV。忽略二极管的导通电压，根据图8，A相上、下桥臂共480个二极管承受250 kV电压；B相上桥臂的所有二极管电位为0 kV，下桥臂的240个二极管承受250 kV电压；C相上桥臂的240个二极管承受250 kV电压，下桥臂的所有二极管电位为−250 kV。各二极管电位分布均匀，据此设置整流器模型中所有二极管的电压激励，然后计算整流器中的最高场强。

图 8. 隔离升压变压器副边等效电路

Fig. 8. Equivalent circuit of the secondary side of the step-up transformer

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整流器中二极管及散热器数量总计多达2880个，整个模型的零件超过3000个，几何结构复杂。对该模型的有限元计算将花费大量的时间和计算机资源。因此将整流器的绝缘验证分为两步：第一步，验证单个扇区附近的最高电场强度在击穿电压内；第二步，简化扇区内部模型，然后对整流器整体进行有限元计算，验证扇区之间和整流器其他区域的最高电场强度在击穿电压内。第一步的计算结果见图9（a），最高场强为2.081 kV/mm，第二步的计算结果见图9（b），最高场强为5.44 kV/mm，均小于变压器油的击穿场强，整流器的绝缘设计符合要求。

图 9. 整流器电场强度有限元计算结果

Fig. 9. Finite element calculation results on the electric field strength of the rectifier

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4 高压滤波器的设计

高压滤波器需要既减小电源输出电压的纹波，又能够抑制电源打火时流向负载的浪涌能量。出于电源可靠性的考虑，我们使用串联RC滤波器的形式。通过分析电源打火的暂态过程，得到了滤波器电阻和电容的关键参数。随后开展了工程设计和有限元仿真模型验证。与ITER设计方案的不同之处在于，滤波器中不再容纳测量电参数的传感器，因此滤波器的体积仅需考虑绝缘问题，尺寸更加紧凑。

4.1 基本参数计算

高压滤波器可以降低电源输出电压的纹波部分，同时应使加速极电源打火时的短路峰值电流I_peak限制在3 kA内，打火时向负载输入的能量在10 J以内，并保证束流中断时电源输出侧的过电压在250 kV内。参考ITER的加速极电源设计经验，滤波器形式选用RC串联的滤波器。则滤波电阻R_f的最小值可用式（7）计算。滤波电阻越大，纹波在滤波器支路中的阻抗越大，滤波效果越差。因此R_f的值选定为68 Ω。

$ {R_{\text{f}}} = \dfrac{{{V_{\text{o}}}}}{{{I_{{\text{peak}}}}}} = 68\;\Omega $ (7)

束流中断的过电压$ \Delta $U可用式（8）计算，据此可得滤波电容C_f的下限为65.3 nF。

$ \Delta U = \dfrac{{{I_{\text{o}}}{t_{{\text{off}}}}}}{{{C_{\text{f}}}}} + {R_{\text{f}}}{I_{\text{o}}} \leqslant 250\;{\text{kV}} $ (8)

打火时加速极电源的负载一般可认为是直流100 V的电弧电压V_arc^[25]。发生打火时，高压滤波器与负载形成RC放电回路，如图10所示。

图 10. 高压滤波器等效电路

Fig. 10. Equivalent circuit of the high-voltage filter

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滤波器向负载释放的能量W_BD近似为

$ {W_{{\text{BD}}}} \approx {V_{{\text{arc}}}} \displaystyle\int_0^\infty {{I_{{\text{peak}}}}{{\mathrm{e}}^{ - \tfrac{t}{{{C_{\text{f}}}{R_{\text{f}}}}}}}{\mathrm{d}}t} = {V_{{\text{arc}}}}{I_{{\text{peak}}}}{C_{\text{f}}}{R_{\text{f}}} \leqslant 10\;{\text{J}} $ (9)

由式（9）算得C_f的上限为490.2 nF。虽然C_f越大，输出电压的纹波越小，但为了避免加速极负载因频繁打火而损坏，C_f选为300 nF。

4.2 滤波器结构设计

与高压整流器类似，为了简化绝缘设计，缩小设备体积，采用油浸式绝缘。滤波器的电阻和电容安装在一个独立的封闭油箱内，冷却方式为油浸式自然冷却。为了满足滤波器的参数要求，电阻和电容需要多个电阻器和电容器组合而成。表3给出了R_f和C_f的串并联组合及整体参数。电阻器采用釉膜无感电阻器，每个电阻器功率为150 W，阻值为170 Ω，额定电压为55 kV。电容器采用厂商定制的自愈式高压薄膜电容，每个电容器容值为150 nF，额定电压为60 kV。

高压滤波器的结构如图11（a）所示。电阻器和电容器分为左右对称的两部分。电阻器之间通过螺孔实现串联，在排列5行后通过铝制金属板实现电阻器两端的并联。电阻器其中一端的金属板连接滤波器进出线套管的导线，另一端的金属板弯折到电容器顶部平面上，电容器通过螺纹实现位置的固定和电气连接。左右两部分的电容器按照3行4列3排进行排列，在电容器阵列的下方通过金属板实现两部分电容的连接。在电阻器上方和电容器下方各有一个均压屏蔽环，用于改善电场的空间分布。此外，电容器前后方有4个高强度绝缘棒，用于固定横梁的空间位置。横梁用于固定均压屏蔽环，电容器也通过其下方的横梁承重。为了减少左右两部分电阻电容器之间的电场强度，在彼此中间放置了2块环氧树脂绝缘板。图11（b）是高压滤波器的外壳结构，P和N是滤波器的正极和负极端口。由于高压滤波器也使用油浸式绝缘，在外壳上方也配有油箱。

图 11. 高压滤波器结构设计

Fig. 11. Structural design of the high-voltage filter

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4.3 滤波器绝缘验证

由表1可知，输出电压的纹波含量应在5%以内，电压纹波分量远小于直流分量。高压滤波器中，直流分量加在电容器上，电阻器根据交流阻抗分压得到的电压在1 kV以内，和−200 kV的输出电压相比可以忽略。因此，滤波器中的电场分布可用静电场求解器求解。具体地，电阻器两端电压为0，两端的金属部分与附近的进出线端口电压(0 V，−200 kV)一致。假设串联电容器电压分布均匀，电容器下方的金属连接板电压为−100 kV，左半部分串联电容器之间螺丝导体的电压为−33.3 kV，−66.7 kV，右半部分的对应电压为−133.3 kV、−166.7 kV。有限元仿真的结果如图12所示，滤波器中电场强度较高的地方位于电容器下方金属连接板和电阻器下方金属连接板的边角处。最高的电场强度为15.1 kV/mm，小于变压器油40 kV/mm的击穿场强，通过倒圆角工艺可以进一步减少该处的场强。根据仿真结果可知，滤波器的绝缘可以满足使用要求。

图 12. 滤波器电场强度仿真结果

Fig. 12. Simulated electric field strength of the filter

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5 结　论

本文计算了负离子中性束系统加速极电源中隔离升压变压器、高压整流器和高压滤波器的电路参数设计，完成了以上部件的结构设计。并通过有限元分析得到各部件的最高电场强度。根据有限元计算结果，这些部件内部的电场强度均在变压器油的击穿场强内，结构设计满足了加速极电源运行工况所需的绝缘要求，为加速极电源的研制、运行和后续改进奠定了基础，也为其他聚变辅助加热的高压电源的设计提供了借鉴。