高性能开关是脉冲功率系统中能量传递的关键器件，其性能直接影响脉冲功率装置的波形输出质量。触发抖动是脉冲功率开关的核心性能指标之一，实现多开关工作的低抖动同步，要求触发器本身输出脉冲抖动极小、前沿极快^[1-2]。半导体开关开通速度快、抖动小，因此基于半导体开关的固态触发器具备同时满足上述要求的潜力。目前产生快前沿的固态高压脉冲源主要有Marx型、传输线型和脉冲变压器型。Marx型触发器波形参数可灵活调节，但考虑到商用半导体器件的耐压水平较低，因此需求的Marx级数较多，易造成触发器体积大且抗干扰能力弱^[3-5]。传输线型脉冲源技术简单、电路易于规模化拓展，但输出波形参数由传输线长度决定难以调节^[6-7]。相较而言，脉冲变压器型触发器所需开关数量少、输出极性易调，但脉冲变压器绕组配置方式与半导体开关器件选型是关键，否则将使得变压器的输出前沿缓为百ns乃至μs量级^[8-11]。本文结合理论推导和数值仿真确定了影响脉冲变压器型触发器输出前沿的主要因素，基于分析结果对触发器组成元件进行了优化设计与选型，研制了一台紧凑型快前沿固态触发器，并顺利应用于脉冲功率开关的低抖动触发。

1 触发器原理与设计

1.1 触发器电路原理分析

触发器输出时的等效电路如图1所示，对脉冲变压器进行Г型等效，n为脉冲变压器的匝数比，L₁为脉冲变压器励磁电感，L_s包括变压器漏感与回路杂散电感，R_s包括变压器绕组和回路的杂散电阻，C₀为触发器储能电容，C_L为脉冲功率开关触发间隙等效电容，i₁、i₂为放电时原、副边电流，i_e为励磁电流，U₀为储能电容放电前初始电压，U_L为折算后的触发器输出电压。

图 1. 脉冲变压器型触发器等效电路图

Fig. 1. Equivalent circuit of trigger pulse generator based on pulse transformer

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当受控半导体开关S闭合时，由于L₁感值很大，R_s阻值很小，电路退化为C₀对C_L的谐振充电^[12]。此时触发器输出的前沿t_r即为回路的谐振充电时间，可通过求解式（1）方程组获得

$\left\{ \begin{array}{l} {{L}_{{\mathrm{s}}}}\dfrac{{\mathrm{d}}{{i}_{1}}}{{\mathrm{d}}t}+{{R}_{{\mathrm{s}}}}{{i}_{1}}+\Bigg(\dfrac{1}{{{C}_{0}}}+\dfrac{1}{{{n}^{2}}{{C}_{{\mathrm{L}}}}}\Bigg)\displaystyle\int{{{i}_{1}}{\mathrm{d}}t={{U}_{0}}} \\ {{U}_{{\mathrm{L}}}}={{n}^{2}}{{C}_{{\mathrm{L}}}}\dfrac{{\mathrm{d}}{{i}_{1}}}{{\mathrm{d}}t} \\ \dfrac{{\mathrm{d}}{{U}_{L}}}{{\mathrm{d}}t}\Bigg| _{t={{t}_{{\mathrm{r}}}}} =0 \\ \end{array} \right.$ (1)

忽略绕组和回路的杂散电阻，并结合电路初始条件i₁(0−) = 0，di₁/dt|_t=0 = U₀/L_s可以解得

$ t_r=\pi\sqrt{L_{\mathrm{s}}\dfrac{n^2C_{\mathrm{L}}}{1+\dfrac{n^2C_{\mathrm{L}}}{C_0}}} $ (2)

触发器为实现高倍压和快前沿输出，一般需满足C₀$\gg $n²C_L，此时

$ t_{\mathrm{r}}\approx n\pi\sqrt{L_{\mathrm{s}}C_{\mathrm{L}}} $ (3)

流过半导体开关的电流峰值

$ {{i}_{\text{1peak}}}\approx \dfrac{n{{U}_{0}}}{\sqrt{{{L_{\mathrm{S}}} / C_{\mathrm{L}}}}} $ (4)

C_L为固定值，由脉冲功率开关的触发结构决定，因此影响触发器输出前沿的主要因素为匝数比与变压器漏感。由式（4）可见，较大的原副边匝数比n可以获得更大的输出电压幅值增益，减小原边开关的电压，但将增加流过原边半导体开关的电流。因此在设计触发器时应选取适宜大小的匝数比，并尽量降低脉冲变压器漏感。

上述求解不考虑半导体开关的开通时间，实际触发器电路中半导体开关的开通是一个阻抗逐渐降低的非线性过程，难以进行解析求解。且不同半导体开关开通时间可在小于10 ns（SiC MOSFET）至大于100 ns（Si IGBT）的较大范围内变化。本文建立图2所示仿真模型考察半导体开关开通时间对输出波形的影响，图2中Switch为一个时变电阻，其阻值按式（5）所示规律变化，其中R₁为半导体开关断态等效电阻，R₂为半导体开关通态等效电阻，通过调节时间常数τ₁和τ₂可以分别控制阻值下降和上升的陡度，即控制半导体开关开通和关断的时间，如图3所示。

图 2. 触发器电路仿真原理图

Fig. 2. Circuit simulation model of the trigger pulse generator

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图 3. 不同时间常数τ₁和τ₂下半导体开关阻抗变化规律

Fig. 3. Change of simulated switch impedance under different time constants τ₁ and τ₂

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$ Z_{\mathrm{Switch}} =\left\{ {\begin{array}{*{20}{l}} { {R_1}, }&{ 0 \leqslant t \lt {t_1} }\\ { {R_1} + ({R_2} - {R_1})(1 - {{\mathrm{e}}^{ - \tfrac{{t - {t_1}}}{{{\tau _1}}}}}), }&{ {t_1} \leqslant t \lt {t_2} }\\ { {R_1} + ({R_2} - {R_1})(1 - {{\mathrm{e}}^{ - \tfrac{{t - {t_1}}}{{{\tau _1}}}}}) + ({R_1} - {R_2})(1 - {{\mathrm{e}}^{ - \tfrac{{t - {t_2}}}{{{\tau _2}}}}}),}&{ t \geqslant {t_2} }\end{array}} \right. $ (5)

图4为仿真得到的不同半导体开关开通时间下触发器输出波形。由图可见，触发器开关开通时间同时影响其输出前沿和幅值。在同样的储能电容充电电压下，采用导通速度更快的半导体开关可以获得幅值更高、前沿更快的输出脉冲。

图 4. 不同开关开通时间下触发器输出仿真波形

Fig. 4. Simulated output waveforms of the trigger pulse generator under different switch turn-on time

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1.2 触发源脉冲变压器设计

脉冲变压器是触发源核心部件，在脉冲工况下需保证脉冲变压器工作在非饱和段，否则脉冲变压器原边的电磁能量将不能有效耦合至副边。为此，脉冲变压器应满足式（6）。其中，k为脉冲变压器磁芯填充系数，与磁芯材料相关，在磁芯出厂时已经确定；N₂为脉冲变压器副边匝数；B_s、B_r分别为磁芯材料的饱和磁感应强度和剩余磁感应强度，S_core为磁芯材料的截面积。结合1.1节的分析和式（6）可知，在选取脉冲变压器磁芯材料时应选取高磁导率、高饱和磁感应强度、低剩余磁感应强度的材料。综合比较后本文选取纳米晶材料作为脉冲变压器磁芯材料，磁芯形状选择为环形（相同横截面积下，环形磁芯的等效磁路长度较短^[13]）。需要注意的是，当作为脉冲功率开关触发器使用时，开关触发间隙在输出脉冲前沿部分即发生击穿，输出脉冲幅值迅速下降至接近0，因此式（6）左边部分所示的磁芯伏秒积往往不大，因此选取的磁芯尺寸可以较小，从而提升触发器的紧凑程度。本文环形纳米晶磁芯的尺寸为外径30 mm，内径20 mm，高15 mm。

$ \displaystyle\int U_{\mathrm{L}} {\mathrm{d}} t \leqslant k N_2\left(B_{\mathrm{s}}-B_{\mathrm{r}}\right) S_{ {{\mathrm{core}} }} $ (6)

根据1.1节的理论推导，脉冲变压器漏感是影响其输出前沿的关键因素，在磁芯已确定的情况下，脉冲变压器漏感由其绕制方式决定。本文用LCR电桥在10 kHz和100 kHz下测试了不同绕制方式下的脉冲变压器原边侧的等效漏感和励磁电感，其中红色三层绝缘线绕组为原边绕组，黄色三层绝缘线绕组为副边绕组，如表1所示。由表可见，100 kHz下磁芯励磁电感约为10 kHz下的1/4，这是由厂家提供纳米晶材料的磁特性决定的，其磁导率在使用频率超过10 kHz后随频率升高迅速降低。不同绕法下变压器漏感差距很大，但基本不随测试频率的改变而变化，采用原副边均匀分布的绕法（No.3）时磁通同时匝链原副边效果最佳，可以获得最小的漏感，其等效漏感值比原副边独立分布绕法（No.1）低1个量级，但此种绕法将导致较大的原副边分布电容与绝缘压力，在所需输出电压较高时可能出现脉冲变压器原副边绕组间的局部放电。

2 触发源输出实验

2.1 开关开通速度与漏感对输出前沿的影响

根据前文解析与仿真分析，半导体开关开通速度与脉冲变压器漏感是影响输出脉冲前沿的关键因素，本节开展实验对此结论进行验证。图5为研制触发器实物电路板，触发器整体结构紧凑，其长宽高（不含磁芯）限制在85 mm×85 mm×20 mm。图6为采用不同开通速度半导体开关的触发器输出波形图，触发器脉冲变压器采用前述No.3低漏感绕法，其中开通最快的开关为Microchip产SiC MOSFET（型号MSC035SMA170B4），开通较慢的两只开关分别为IXYS产Si IGBT（型号IXBH12N300、IXYT30N450HV）。图7为相同批次、规格磁芯和原副边匝数下，采用表1所示3种脉冲变压器绕法获得的触发器输出波形。图6、图7的结果验证了前文开关开通速度与漏感对输出前沿影响分析的准确性，由图7可见，采用快开通的半导体开关结合低漏感的脉冲变压器绕法，最终获得了前沿20.4 ns，幅值16.5 kV的快前沿高压脉冲输出。

图 5. 触发器电路板

Fig. 5. Circuit board of the trigger pulse generator

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图 6. 不同开关开通速度下触发器输出波形图

Fig. 6. Output waveforms of the trigger pulse generator under different switch turn-on time

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图 7. 不同脉冲变压器绕制方式下触发器输出波形图

Fig. 7. Output waveforms of the trigger pulse generator under different winding types

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图8为电触发真空沿面闪络开关结构示意图^[14]，开关工作在真空环境下，依靠阴极与触发极之间触发间隙击穿产生的初始等离子体在电场作用下扩散进入真空沿面主间隙继而引发开关导通^[15-16]。图9为开关测试电路图，包含触发电路和主电路两部分。触发电路与图5实物图对应，C₁、C₂、D₁～D₃、Q₁、Q₂构成两级Marx电路，高压直流模块+HV1通过R₁对Marx电容充电，控制模块同步控制隔离驱动模块IC1与IC2输出驱动信号使得Marx对脉冲变压器PT放电，输出快前沿触发脉冲。主电路由高压直流模块+HV2通过R₂对储能电容C₀充电，触发脉冲到来后，C₀、R₀通过真空沿面闪络开关VSFS放电。由于本文触发器原边开关Q₁、Q₂为全控型半导体开关，因此可以通过控制半导体开关的导通时长控制脉冲变压器原边储能电容传输到副边的能量，即控制触发间隙击穿后产生的初始等离子体量（尤其是触发间隙电子数密度）。图10为原边半导体开关驱动信号脉宽从35～55 ns变化时触发间隙击穿后的触发电流波形，可见，开关导通时间越长触发间隙击穿后的触发电流幅值越大，相应地，脉冲变压器原边储能电容传输到副边的能量越大。

图 8. 真空沿面闪络开关结构示意图

Fig. 8. Structure of the vacuum surface flashover switch

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图 9. 真空沿面闪络开关测试电路原理图

Fig. 9. Experimental platform for vacuum surface flashover switch

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图 10. 不同驱动信号脉宽下的触发电流波形

Fig. 10. Waveforms of the trigger current under different drive signal pulse width

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图11所示为研制的触发源用于触发真空沿面闪络开关的波形图，其中U_s为真空沿面闪络开关两端电压，U_t为触发电压，I_t为触发电流，I_s为真空沿面闪络开关导通电流。由图可见，真空沿面闪络开关工作电压为25 kV，触发电压约5 kV，开关触发后在25 ns内完成导通，导通电流峰值约300 A。

图 11. 电触发真空沿面闪络开关工作波形图

Fig. 11. Operation waveforms of the electrically triggered vacuum surface flashover switch

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3 结　论

本文结合理论推导和数值仿真确定了影响脉冲变压器型触发器输出前沿的主要因素，基于分析结果对触发器组成元件进行了优化设计与选型，研制了一台快前沿的固态触发器并顺利应用于脉冲功率开关的低抖动触发。得到的主要结论如下：（1）较大的脉冲变压器漏感和原副边匝数比将拉缓输出脉冲前沿，脉冲变压器原边半导体开关开通速度越慢，输出脉冲的前沿越缓，同时输出幅值越低；（2）脉冲变压器的不同绕制方法漏感差异较大，采用原副边均匀分布的绕法可以获得最小的漏感，其漏感值约为原副边独立分布绕法的6%；（3）采用快导通的SiC MOSFET作为主开关，脉冲变压器采用低漏感绕法可以获得快前沿高压输出，通过控制半导体开关的导通时长可以控制触发电流幅值。