0 引　言

电磁波谱中频率范围在0.1-10 THz、介于微波与红外光之间的太赫兹波和太赫兹成像技术具有许多优点：与红外成像相比具有更好的穿透性、与微波成像相比具有更高的分辨率^[1-3]、以及与X射线相比对人体的危害更小等等。因此，太赫兹成像技术在人体安检等领域拥有广泛的应用场景。肖特基势垒二极管与天线耦合的高电子迁移率晶体管(HEMT)作为太赫兹探测器都具有高的响应度和低的噪声等效功率(NEP)^[4]。但是基于单元探测器逐点扫描成像速度较慢^[5]，探测器的阵列化可大幅提高成像速度。由于工艺过于复杂，肖特基势垒二极管很难实现大规模的阵列化，而HEMT探测器工艺较为简单，更易于阵列化，研究高灵敏度的HEMT太赫兹探测器阵列对于太赫兹成像技术的发展具有重要意义。

2015年，中国科学院苏州纳米技术与纳米仿生研究所在自主研发的基于自混频探测理论的AlGaN/GaN HEMT太赫兹探测器的基础上^[6]，研制出了像素规模为32×32焦平面阵列探测器^[7]，平均响应度可以达到217.6 kV/W，平均NEP小于100 pW/Hz^1/2。但只能实现主动光照下的透射成像，而主动光照下反射成像需要探测器的NEP约等于1 pW/Hz^1/2，被动成像则需要探测器的NEP降低至0.1 pW/Hz^1/2量级。目前为止，AlGaN/GaN HEMT太赫兹探测器阵列均在常温下进行工作，根据HEMT的特性，在低温下AlGaN/GaN二维子气 (Two-Dimensional Electron Gas, 2DEG)具有更高的迁移率，从300 K时的μ_{(77 K)}=1.88×10³ cm⁻²/(V∙s)增加到μ_{(300 K)}=1.54×10⁴ cm⁻²/(V∙s)^[5]，从而提高探测器的电学响应度。同时，HEMT探测器在低温下具有更低的热噪声。因此，降低温度有望大幅提高HEMT探测器的灵敏度。为充分发挥AlGaN/GaN HEMT太赫兹探测器阵列的优势，进行场效应晶体管太赫兹探测器阵列的低温实验具有重要意义。文中利用作者团队研制的像元规模为32×32的340 GHz频段AlGaN/GaN HEMT太赫兹探测器阵列，搭建一个适用于太赫兹探测器阵列的低温系统，设计样品架将芯片固定在液氮杜瓦中实现制冷，设计板上芯片封装(Chips on Board, COB)电路及现场可编程逻辑门阵列(Field Programmable Gate Array, FPGA)转接板实现低温-常温之间的电信号传输。经验证该系统可以将焦平面芯片的温度降低到77 K，并在多次降温过程中，焦平面性能保持稳定。分别在300 K与77 K下对焦平面进行响应特性测试，并对实验结果进行具体分析。

1 太赫兹焦平面与低温系统

文中采用的太赫兹焦平面芯片由两部分组成：AlGaN/GaN HEMT探测器芯片和互补金属氧化物半导体(Complementary Metal Oxide Semiconductor, CM-OS)读出电路芯片。AlGaN/GaN HEMT探测器阵列芯片是由1024个单像元构成，每个像元大小为0.4 mm×0.4 mm，芯片面积为12.8 mm×2.8 mm。为了提高像元的有效“感光面积”，采用像元内多个探测器串联的方式，其天线结构如图1(a)所示。每个像元是由四组天线和三个电极组成：栅极天线接地，在源极设置偏压 V_s，响应信号 V_out从漏极输出。CMOS读出电路芯片的单元数也是1024个，每个读出电路单元与探测器阵列芯片的像元一一对应，读出电路单元的源、漏、栅极通过基于铟球的倒装焊工艺与探测器阵列像元的源、漏、栅极对应互连。图1(b)为焦平面像素坐标定义图，从下到上依次为第0行到第31行，从左到右依次为第0列到第31列。CMOS读出电路中的电压放大器采用了闭环设计，提高了放大器增益的一致性，电压增益约为 G_v=220^[7]。图1(c)为CMOS 读出电路单元的等效电路图，从漏极输出的探测器响应信号和噪声电压谱密度分别为V_out与V_n，独处电路输出的信号和噪声电压谱密度分别为V_out=G_vV_out和 ${V_{\text{N}}} = \sqrt {{G_{\rm v}}^2 V_{\text{n}}^2 + V_{{\text{n(CMOS)}}}^2}$，其中V_n(CMOS)为CMOS读出电路引入的噪声。

图 1. (a) 340 GHz焦平面探测器阵列的像素结构图； (b) 焦平面探测器阵列中像素的坐标定义；(c) CMOS 读出电路的等效电路图

Fig. 1. (a) Structure diagram of 340 GHz focal plane detector chip single pixel; (b) Coordinate definition of Pixels in FPA; (c) Equivalent circuit diagram of CMOS ROIC

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低温系统包括制冷系统、光学系统以及电信号传输系统三部分。使用液氮杜瓦作为制冷装置、使用合理的COB结构以及紫铜样品架作为导热装置共同组成制冷系统。通过匹配的样品架以及精确的芯片定位与TPX窗口组成太赫兹波的传输光路，与安装在杜瓦内部的透镜共同构成光学系统。整个低温系统的结构如图2所示。

图 2. 低温测试系统示意图

Fig. 2. Schematic diagram of the low temperature test system

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电信号传输系统包括传输电路板、传输线以及电学接口。如图3所示为低温系统的电信号传输链路。链路中的模拟信号包括CMOS读出电路输出的响应信号和噪声。探测器接收太赫兹波的辐射，产生的响应信号及噪声通过铟柱传输到CMOS读出电路上，然后通过金线传输到COB电路上，再通过SMB接头进入杜瓦中的同轴线在低温下进行传输，然后再通过杜瓦顶部的SMA接头传输到常温下的同轴传输线，传输到转接板上的SMA接头进入转接板，最后通过排针进入FPGA电路进行模数转换。链路中的数字信号为FPGA发出的时序控制信号，传输方向与模拟信号相反：首先通过排针进入转接板，再通过牛角接头在常温下的24芯传输线中进行传输，然后通过杜瓦顶部的Fischer接头进入在杜瓦中的低温线进行传输，通过圆孔排针传到COB电路上，最后再通过金线传输到CMOS读出电路芯片。

图 3. 太赫兹焦平面低温系统电信号传输链路图

Fig. 3. Diagram of electrical signal transmission links in the cryogenic terahertz FPA system

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2 最佳工作电压与最终灵敏度

使用微波源输出功率为5 dBm，频率为9-14 GHz的信号，通过VDI公司倍频模块频率增加至27倍，最后通过WR2.8的波导喇叭发射，发射出的太赫兹信号频率为243~378 GHz。使用标准太赫兹探测器Golay Cell(序列号为No. GC00031)探测器测量太赫兹光源的输出功率，在17 Hz调制频率下，响应度为R_Golay=102.9 kV/W，按照图2连接好测试装置。使用直流电压源Yokogawa为探测器芯片提供工作栅压 V_s，使用函数发生器产生1.25 kHz、占空比50%的方波信号对光源输出功率进行调制，使用锁相放大器Signal Recovery 7265A测试CMOS读出电路输出的响应电压V_out，频谱分析仪SR770测试噪声电压V_N。通过调节并固定杜瓦位置，使其中的探测器阵列芯片处于太赫兹波束的焦点处，即读出电路输出最强的信号。

选取焦平面对角线上的9个像素点分别测量300 K与77 K时探测器的响应电压与噪声的比值SNR=V_out/V_n随外加电压V_s的变化曲线。如图1(a)所示，外加电压从源极V_s端输入正电压，栅极接地，则每个像元探测器栅极与源极之间的电压差为V_gs=−V_s。每次切换像素点时，将所测像素点移动至光斑中心处，使得该像素点的响应电压达到最大值。测试结果表明，300 K时每个像素点的最大信噪比在300左右，而77 K时每个像素点的最大信噪比在1200左右，提高了约3倍。将信噪比最高时所施加的V_s定义为探测器的最佳工作电压V_s0。测试结果表明，无论在300 K还是77 K时，不同像素点的V_s0都有一定的偏差，从左下角的像素点(0,0)到右上角的像素点(31,31)依次减小。此外，77 K时每个像素点的V_s0与300 K时相比也有所减小。以像素点(31,31)为例，如图4所示，可以看出：300 K时(31,31)的V_s0为3.54 V，77 K时的V_s0为3.34 V。插图为300 K与77 K时其余像素点的V_s0与像素点(31,31)的V_s0的差值，可以看出，300 K时V_s0在3.56 V左右的像素点居多，77 K时V_s0在3.40 V左右的像素点居多。因此，在300 K时将焦平面的工作电压设置为V_s=3.56 V，而在77 K时工作电压设置为V_s=3.40 V。

图 4. 300 K与77 K时像素点(31,31)SNR随外加电压变化曲线

Fig. 4. Variation of SNR of pixel (31,31) with the applied voltage at 300 K and 77 K

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分别在3.56 V与3.4 V的外加电压V_s下测试焦平面在300 K与77 K时的NEP，得到300 K时每个像素点在340 GHz时的平均NEP为45.1 pW/Hz^1/2，而77 K时每个像素点平均NEP为19.4 pW/Hz^1/2，小于300 K时的二分之一，即灵敏度比300 K时提高了2倍左右。图5所示为77 K时每个像素点NEP与300 K时对应NEP的比值，用于测试最佳工作电压的9个像素点用红框标出。

图 5. 77 K与300 K时每个像素点NEP比值

Fig. 5. NEP ratio of each pixel at 77 K and 300 K

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受噪声电压密度限制的噪声等效功率可表示为NEP=N_v/R_v，N_v是探测器的噪声电压密度，R_v是探测器的电压响应度。分别对探测器的噪声与响应度进行分析有助于进一步研究影响探测器灵敏度的具体因素。

3 噪声与响应度分析

图6为77 K时每个像素点的噪声电压与300 K时对应像素点噪声电压的比值。可以看出大部分像素点噪声电压的比值都在1左右，降低温度并没有降低焦平面芯片的输出噪声。同时可以看出，77 K和300 K时每个像素点噪声比值有一定的随机性，主要是每个像素点最佳工作电压V_s0不一致导致的，即外加电压影响探测器的内阻，从而影响探测器的噪声。从图4中的插图可知，300 K时V_s0的最大偏差为0.1 V，而77 K时V_s0的最大偏差为0.14 V，因此，77 K时噪声的离散性也会更大。

图 6. 77 K与300 K时每个像素点噪声比值

Fig. 6. Noise ratio of each pixel at 77 K and 300 K

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分别在3.56 V与3.4 V的外加电压下测试焦平面在300 K与77 K时的噪声，得到300 K时像素点的平均噪声电压谱密度为7.79 μV/Hz^1/2，77 K时像素点的平均噪声电压谱密度为10.5 μV/Hz^1/2。

根据图1(c)中焦平面像素的等效电路图可得，像素点的输出噪声 ${V_{\text{n}}} = \sqrt {{G_{\rm v}}^2 V_{\text{n}}^2 + V_{{\text{n(CMOS)}}}^2}$，包括HEMT本身的噪声V_n与CMOS电路引入的噪声V_n(CMOS)。HEMT的噪声主要是热噪声，热噪声电压密度可以通过沟道直流电导G表示为 $ {N_{\text{v}}} = \sqrt {4 kT/G} $。沟道直流电导G由沟道内2DEG浓度与电子迁移率共同决定，经实测，HEMT器件在外加电压为V_s0时的沟道直流电导从300 K时G_{(300 K)}=5.9×10⁻² mS增加到77 K时G_{(77 K)}=4.8×10⁻¹ mS^[8-9]。当所有像素点均在V_s0下工作时，300 K时，HEMT单元探测器平均噪声电压谱密度理论值为G_vN_{v(300 K)}=3.74 μV/Hz^1/2，77 K时，HEMT单元探测器平均噪声电压谱密度的理论值减小到G_vN_{v(77 K)}=0.8 μV/Hz^1/2。

根据MOSFET器件的特性^[10]，降低温度会使得CMOS电路的电子迁移率提高而载流子浓度下降，但是载流子浓度下降的幅度大而电子迁移率的提高幅度小，从而导致CMOS电路在77 K时的电路中元件的热噪声 $ {N_{\text{v}}} = \sqrt {4 kTR} $更大。

CMOS读出电路在300 K和77 K时的实测平均噪声电压谱密度分别为V_{n(CMOS,300 K)}=4.07 μV/Hz^1/2和V_{n(CMOS,77 K)}=5.37 μV/Hz^1/2。计入CMOS的实测噪声得到焦平面在300 K与77 K时的理论值分别约为V ′_{n(300 K)}=5.53 μV/Hz^1/2，V ′_{n(77 K)}=5.42 μV/Hz^1/2。300 K与77 K下实测的焦平面平均噪声电压谱密度均大于理论值，分析认为主要是不同像素点V_s0离散所导致。不同像素点V_s0的不一致性导致了在统一的外加电压V_s下不同像素点的沟道电导不一致，V_s0<V_s的像素噪声更大。由图4可得，77 K时不同像素点V_s0的离散度更大，V_s0<V_s的像素点更多，噪声增大的像素点也就更多，同时，CMOS电路在77 K时也引入了更多的噪声，导致77 K时焦平面的平均噪声更大。

单个像元探测器的电压响应度可表示为R_v=v/P₀，其中v是光响应电压，P₀为实际照射到该像元探测器的太赫兹功率。文中使用的光源在频率为340 GHz时的功率是P_t=2.65×10⁻⁶ W，P₀与P_t的关系为P₀=P_tS_a/S_t，一个像素点的实际响应度可表示为R_v=vS_t/P_tS_a。太赫兹光经过离轴抛物面镜聚焦之后会在焦平面探测器上呈现一个光斑，光斑由许多个接收到太赫兹光后产生响应的像素点组成，则S_a为光斑正中心像素点的响应电压，S_t为组成光斑的所有像素点响应电压之和。经过测试计算得到，300 K时像素点的平均响应度为167 kV/W，77 K时的平均响应度为687 kV/W，比300 K时有3倍左右的提升。遵循场效应自混频机制^[8-9]，HEMT探测器的电压响应度R_v∝(dG/dV_G)/G，根据上文中的讨论，理论上来说，77 K时HEMT探测器的电导与电压响应度都会比300 K时提升一个数量级左右，理论值与实验结果不符。将77 K时每个像素点的响应度与300 K时对应像素点的响应度相除，得到每个像素点的响应度在77 K时增大的倍数，结果如图7(a)所示。从图7(a)中可以看出，右边的像素点响应度增大的倍数更大，这部分像素点的工作电压V_s在最佳工作电压V_s0附近，造成这种现象主要有两个原因：(1) 如图4中插图所示，77 K时像素点(0,0)与(31,31)的最佳工作电压相差0.14 V，而300 K时相差0.1 V，说明77 K时不同像素点V_s0的离散度更大，导致77 K时左侧较多列的像素点在与V_s0相差更多的V_s下工作，从而降低了响应度；(2) 77 K时信噪比变化速度更快，因此，在V_s与V_s0稍有差异时，响应度就会下降更多。

图 7. (a) 77 K与300 K时每个像素点响应度比值； (b) 77 K与300 K时相邻像素点响应度平均增大值

Fig. 7. (a) Ratio of the responsivity of each pixel at 77 K and 300 K; (b) Average increase in responsivity of adjacent pixels at 77 K and 300 K

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无论是300 K时还是77 K时，不同像素点的响应度都表现出较大的离散度，每一行像素点的响应度从左到右都呈现出稳定上升的趋势，图7(b)为每一行相邻像素点响应度的平均增大值，可以看出绝大多数行的增长速度基本相同，300 K时相邻两个像素点的响应度相差2.5 kV/W左右，77 K时相邻两个像素点的响应度相差10 kV/W左右。根据图4中的结果显示，每个像素点的V_s0不相同，导致在给芯片提供相同的V_s时，不同像素点的响应度也不相同，V_s0最接近V_s的像素点响应度更大。

4 结　论

基于天线耦合的AlGaN/GaN HEMT太赫兹自混频探测器阵列，笔者搭建了一个适用于太赫兹探测器阵列的低温系统，验证了该太赫兹焦平面探测器用于低温太赫兹成像系统的可行性，为将来进一步发展高速、高灵敏度太赫兹相机提供依据。在77 K低温下，焦平面探测器表现出比300 K时更高的电压响应度和更低的噪声等效功率。由于探测器材料的非均匀性以及肖特基势垒栅极工艺的不一致性，导致了探测器阵列中不同像素点的最佳工作电压不一致。在统一的工作电压下，不同像素点的响应度与NEP出现较大差异，影响了该焦平面探测器的整体性能。针对这一问题，后续可通过以下三个方面提高探测器阵列的均匀性：(1)提高材料参数的均匀性和肖特基势垒栅极工艺的一致性；(2)设计新的CMOS读出电路为每一个像素动态地施加其最佳工作电压；(3) 通过准确的响应度校准，在上位机软件中进行归一化处理。